Un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de la transmisión de energía inalámbrica ultrasónica durante la comunicación

  Yu Li, Juan Cui, Gang Li, Lu Liu, Yongqiu Zheng, Junbin Zang y Chenyang Xue * Laboratorio clave de ciencia de instrumentación y medición dinámica Ministerio de Educación, Universidad del Norte de China, Taiyuan 030051, China; liyu950921@163.com (Y.L.); cuijuan@nuc.edu.cn (J.C.); lg965050@163.com (G.L.); liulu2235909526@163.com (LL); zhengyongqiu@nuc.edu.cn (Y.Z.); zangjunbin@163.com (J.Z.) * Correspondencia: xuechenyang@nuc.edu.cn; Tel.: +86-13934168600 

Resumen: Debido a su excelente directividad, fuerte penetrabilidad y ausencia de efecto de protección electromagnética, las ondas ultrasónicas tienen un buen potencial para la transmisión inalámbrica de energía y la transferencia de información dentro y fuera de dispositivos metálicos sellados. Sin embargo, los métodos tradicionales de transmisión de energía basados en ultrasonidos generalmente dan como resultado un consumo de energía considerable debido al desajuste de impedancia durante la modulación de impedancia de la comunicación. Este artículo presenta un método de diseño óptimo para la transferencia eficiente de energía durante la comunicación ultrasónica. El modelo de circuito equivalente de canal se establece utilizando únicamente los parámetros de dispersión del canal acústico-eléctrico. Según el modelo de circuito equivalente, durante la comunicación se realizan coincidencias de impedancia de canal con un estado de discrepancia débil. De esta forma se asegura el efecto de modulación de impedancia con una menor disminución de la eficiencia de transmisión de energía. Finalmente, la transmisión simultánea de energía y modulación de impedancia se realiza a través de la placa de acero inoxidable 304 de 11 mm de espesor. La potencia de transmisión es de 37,86 W con una eficiencia de transmisión del 45,75% y la velocidad de modulación es de 10 Kbps. En comparación con los métodos tradicionales, nuestra eficiencia de transmisión de energía propuesta aumenta en un 17,62%. Los resultados verifican la efectividad del método propuesto y la alta precisión del modelo. El método propuesto tiene grandes aplicaciones de ingeniería y amplias perspectivas en el monitoreo del estado de entornos metálicos. 

Palabras clave: transmisión de energía inalámbrica ultrasónica; comunicación ultrasónica; modulación de impedancia; Monitoreo de condiciones 

1. Introducción

 Los equipos modernos, como motores, contenedores de material nuclear, misiles, submarinos, estaciones espaciales [1–4], están protegidos por estructuras metálicas selladas para adaptarse a entornos únicos, como altas temperaturas y altas presiones o usos especiales. requisitos. En algunos casos, el equipo necesita penetrar la carcasa metálica sellada para transmitir los datos y la energía necesarios durante el funcionamiento a largo plazo, por ejemplo, el control del estado de los motores de los aviones y la transmisión inalámbrica de energía y datos entre algunos compartimentos sellados de los submarinos [5– 8]. Sin embargo, la estructura de carcasa metálica sellada obstaculiza seriamente el desarrollo de la tecnología mencionada anteriormente, que se expresa principalmente en el suministro de energía del sistema de monitoreo interno y la devolución confiable de los datos de monitoreo. La tecnología convencional utiliza perforación para el suministro de energía y la transmisión de datos. Esto planteará un desafío mayor para el diseño de resistencia y sellado de la estructura. Por el contrario, el ultrasonido tiene las características de alta densidad de energía, buena direccionalidad y ningún efecto de blindaje electromagnético. Además, las cerámicas piezoeléctricas utilizadas para generar ondas ultrasónicas tienen una impedancia acústica similar a la del metal [9,10]. Por lo tanto, el ultrasonido para transmisión y comunicación de energía tiene amplias perspectivas de aplicación en el monitoreo del estado interno de equipos metálicos sellados. Connor [11] fue el primero en proponer la idea de utilizar ondas ultrasónicas para atravesar paredes metálicas y transmitir simultáneamente energía y datos de forma inalámbrica. La idea utiliza la modulación 2ASK basada en la técnica de modulación de impedancia para lograr la comunicación del interior al exterior mientras se transfiere energía del exterior al interior. Este método de modulación no requiere un módulo de generación de portadora de alta potencia para el sistema interno, y el componente clave para la modulación de impedancia es el MOSFET, por lo que el circuito de comunicación interno es simple y tiene un consumo de energía muy bajo. Desde entonces, los investigadores han llevado a cabo estudios más profundos y detallados. Sin embargo, existen muchos desafíos en el desarrollo de esta tecnología. 

Por ejemplo, cómo mejorar la eficiencia de la transmisión de energía [12-19], cómo aumentar la velocidad de comunicación [20-28] y la integración y aplicación del sistema [29-36]. En términos de transferencia de energía, Hu [13] y Sherrit [17] establecieron el modelo matemático del canal acústico-eléctrico y modelos de circuitos equivalentes. A través del modelo se analizan las características fundamentales del canal, como la selectividad de frecuencia, la ganancia de transmisión de voltaje y la eficiencia de transmisión de energía. Los resultados de la simulación numérica de su modelo mostraron consistencia. En [18], se muestra la influencia de diferentes modos de acoplamiento entre cerámicas piezoeléctricas y paredes metálicas en la eficiencia de la transmisión de energía. investigado. Al comparar los tres métodos de acoplamiento de la abrazadera mecánica con grasa, junta epoxi conductora y pernos de tensión, se concluye que el método de acoplamiento de junta epoxi conductora tiene un mejor rendimiento general en términos de aplicabilidad práctica y eficiencia de transmisión. Lawry [14,15] aplicó por primera vez la tecnología de adaptación simultánea de impedancia conjugada (SCIM) en este campo. Después de realizar el SCIM, la eficiencia de transmisión del canal mejora significativamente y se transmiten 56,2 W de potencia a través del plano de acero inoxidable HY-80 de 9,53 mm de espesor. La eficiencia de transferencia de energía del canal (la relación entre la potencia de CA de salida del canal y la potencia de entrada del canal) es del 70,8%. La eficiencia de transferencia de energía de CC del canal (la relación entre la potencia de CC de salida del canal y la potencia de entrada del canal) es del 19%. Yang [19] utilizó un convertidor CA-CC de radiofrecuencia basado en tecnología de puente rectificador resonante para convertir la CA de alta frecuencia de la salida ultrasónica en una salida CC, que puede usarse directamente como fuente de alimentación de equipos electrónicos. La potencia de salida del terminal de CC es de 15,7 W y la eficiencia de transferencia de energía de CC del canal es del 27,7 %. En comparación con estudios anteriores, la eficiencia de transmisión de energía del sistema aumenta en un 8,7%. 

En la comunicación por ultrasonido, Ashdown [20] propuso un esquema de transmisión de energía simultánea y comunicación full-duplex. Utiliza un algoritmo de seguimiento de frecuencia para determinar la frecuencia de trabajo adecuada para la transmisión y comunicación de energía. Al final, puede alimentar continuamente dispositivos electrónicos con una potencia total inferior a 100 mW y obtener una velocidad de comunicación fiable de más de 30 Kbps. 

Zhang [28] propuso un sistema de comunicación ultrasónico basado en una ecualización de dominio de frecuencia de portadora única, que tiene una relación de potencia pico a promedio más baja mientras mantiene un rendimiento similar contra el desvanecimiento anti-multipath, en comparación con el sistema de comunicación ultrasónico tradicional. El prototipo del sistema logró un Velocidad de bits efectiva de 436 Kbps a través de una barrera de acero de 70 mm de espesor. Primerano et al. [21,24,25,27] está dedicado a la aplicación de comunicación de alta velocidad entre los compartimentos sellados de los barcos. Utilizan tecnología de ecualización de canales y tecnología de comunicación digital para lograr una velocidad de comunicación de hasta 30 Mbps. En términos de integración de sistemas y aplicaciones

, Lawry [6] diseña e implementa un sistema de comunicación y transmisión de energía ultrasónica que puede funcionar a 260 ◦C para aplicaciones de monitoreo ambiental extremo en algunas cabinas metálicas selladas de barcos. El sistema tiene una potencia de transmisión de 1 W y una velocidad de comunicación de 50 Kbps. 

Chase [29] llevó a cabo un diseño de aplicación práctica para el entorno de aplicación de tuberías metálicas e implementó el sistema con FPGA, DSP y MSP430 como microcontroladores. Finalmente, se logra el tamaño portátil de todo el sistema. Charthad [30] logró la primera prueba de concepto para un dispositivo implantable de 4 mm × 7,8 mm que utiliza ultrasonido para la transmisión de energía e implementó con éxito pruebas de extremo a extremo en pollos. 

Rekhi [31] propuso el uso de ultrasonido aéreo para la transferencia inalámbrica de energía a nodos de tamaño mm, con aplicación prevista en la próxima generación de Internet de las cosas (IoT).

 Los resultados experimentales muestran que se puede transmitir una potencia de 5 µW cuando la distancia es 1,05 metros. Además, las especificaciones técnicas clave, como la eficiencia de apertura, el rango dinámico y el funcionamiento sin sesgos propuestas en este estudio, pueden mejorar eficazmente la producción de energía. 

Para la aplicación de monitoreo de la salud estructural de estructuras metálicas sólidas, Tseng [36] integra completamente el PZT interno y el sistema electrónico interno en el metal y utiliza tecnología de circuito integrado para reducir el tamaño del sistema interno al nivel milimétrico.

 Fu [33] propone una aplicación de demostración del uso de esta tecnología para alimentar el dispositivo de monitoreo interno de un contenedor de desechos nucleares. En general, muchos investigadores se han centrado en la transmisión y comunicación de energía inalámbrica basada en ultrasonidos. Sin embargo, hasta donde sabemos, hasta ahora no se había observado la compatibilidad entre la transmisión de energía y la comunicación en este proceso. Los métodos tradicionales de modulación de impedancia para la comunicación conducen a una grave disminución en la eficiencia de la transmisión de energía. Al mismo tiempo, no existe ningún modelo que explique el proceso de modulación de impedancia. Por lo tanto, la innovación de este artículo es establecer un modelo de circuito equivalente de canal eléctrico acústico basado en la técnica SCIM. A partir del modelo explicamos la modulación de impedancia en el proceso de comunicación desde el punto de vista eléctrico. 

Además, se propone un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de transferencia de energía del sistema de comunicación y transferencia de energía simultánea basado en ultrasonidos. Finalmente, verificamos experimentalmente la precisión del modelo, la racionalidad de la interpretación de la modulación de impedancia y la efectividad del método de diseño óptimo. El método de diseño óptimo es sencillo de implementar y puede mejorar significativamente la eficiencia de transmisión de energía del canal sin deteriorar la comunicación. 

2. Diseño del Sistema

 2.1. Configuración del sistema

 La Figura 1 muestra un diagrama de bloques del sistema de transmisión de información y energía ultrasónica construido en este artículo. El canal acústico-eléctrico consta de dos discos piezoeléctricos y una placa de acero inoxidable 304. Los dos discos piezoeléctricos tienen la misma frecuencia de resonancia y dirección de polarización, y ambos están en el modo de vibración de espesor. La lámina piezoeléctrica se pega coaxialmente a ambos lados de la placa de acero inoxidable 304 mediante un agente de acoplamiento acústico. El acero inoxidable está eléctricamente aislado del banco de pruebas y de la cerámica piezoeléctrica mediante un espaciador de resina y una capa de acoplamiento acústico. De este modo, la cerámica piezoeléctrica y la pared metálica están conectadas de forma flotante. La información específica del canal se proporciona en la Tabla 1. El agente de acoplamiento que utilizamos es el pegamento híbrido AralditeAV138M/HV998 de Araldite. Este agente de acoplamiento tiene alta resistencia, buena tenacidad y buena resistencia a la erosión ambiental. A menudo se utiliza en productos de tecnología ultrasónica (como la limpieza ultrasónica de alta potencia). Figura 1. Diagrama de bloques del sistema de comunicación y transmisión simultánea de energía basado en ultrasonido. 

Debido al efecto piezoeléctrico positivo, la cerámica piezoeléctrica externa (E-PZT) es impulsada por el voltaje alterno para generar ondas ultrasónicas. Los ultrasonidos penetran eficazmente en la pared metálica. La cerámica piezoeléctrica interna (I-PZT) recibe ondas ultrasónicas transmitidas. Debido al efecto piezoeléctrico inverso, el I-PZT emite una señal de corriente alterna de la frecuencia correspondiente. Todo el proceso realiza la conversión de dos formas de energía diferentes: electricidad y sonido. El vínculo físico involucrado en este proceso se llama canal acústico-eléctrico. La salida generada por el I-PZT se utiliza como fuente de alimentación del sistema electrónico interno. Cuando es necesario transmitir los datos del sensor interno, el canal acústico-eléctrico es también el canal de transmisión de datos. La onda ultrasónica es la portadora de la transmisión de datos. El ultrasonido se refleja parcialmente en la interfaz heterogénea formada por el I-PZT y la pared metálica. Cambiar la impedancia eléctrica en los terminales del I-PZT mediante el modulador, por ejemplo, abriendo los terminales o cortocircuitándolos, cambiará la impedancia acústica del I-PZT. Esto dará como resultado un cambio en la intensidad del eco reflejado desde la interfaz heterogénea. El E-PZT puede detectar el cambio en la intensidad de la señal reflejada. El fenómeno correspondiente es el cambio en la amplitud de la señal de voltaje alterno en los terminales E-PZT, y luego se realiza el proceso de codificación de amplitud binaria. El cambio en la amplitud del voltaje alterno en los terminales E-PZT tiene una correspondencia uno a uno con la acción del circuito interno. Por lo tanto, se puede utilizar para el retorno de datos desde el interior al exterior. 2.2. Coincidencia simultánea de impedancia conjugada El E-PZT y el I-PZT se pegan coaxialmente en ambos lados de la pared metálica a través del epoxi, un fuerte proceso de acoplamiento. Los puertos de entrada y salida del canal acústico-eléctrico están interrelacionados y se afectan entre sí. Por lo tanto, el diseño de la red de adaptación de impedancias para los puertos de entrada y salida no se puede realizar solo. La tecnología SCIM permite que los puertos de entrada y salida logren una perfecta adaptación de impedancia conjugada simultáneamente. Esta tecnología fue propuesta por Rahola [37] y fue aplicada por primera vez por Lawry [14] en un sistema de transmisión de energía inalámbrico ultrasónico que penetra paredes metálicas. Esta tecnología diseña la red de adaptación para los puertos de entrada y salida midiendo los parámetros S del canal acústico-eléctrico. La Figura 2 muestra el modelo SCIM del canal. RS es la resistencia interna del amplificador de potencia de radiofrecuencia. Mientras que RL es la impedancia de carga. El significado físico del parámetro S es el siguiente:

Figura 2. Modelo simplificado de adaptación de impedancia conjugada simultánea.

 S11: coeficiente de reflexión del puerto 1 cuando el puerto 2 coincide. 

S22: coeficiente de reflexión del puerto 2 cuando el puerto 1 coincide. 

S12: el coeficiente de transmisión inversa del puerto 2 al puerto 1 cuando el puerto 1 coincide. 

S21: coeficiente de transmisión directa del puerto 1 al puerto 2 cuando el puerto 2 coincide. El analizador de redes ROHDE & SCHWARZ ZNB20 (R&S, Munich, Alemania) se utiliza para obtener los parámetros S del canal acústico-eléctrico

. El puerto de entrada y el puerto de salida del canal están conectados respectivamente al puerto 1 y al puerto 2 del analizador de red.

 El parámetro S21 representa el coeficiente de transmisión del puerto 1 al puerto 2, por lo que S21 refleja la eficiencia de transmisión de energía desde el puerto de entrada del canal (puerto 1) al puerto de salida (puerto 2). La eficiencia de transmisión de energía del canal η se define como: η = |S21| 2 (1) Los parámetros Z del canal se pueden calcular según sus parámetros S. Z0 es la impedancia característica del analizador de redes. 

La expresión de cálculo [37] de los parámetros Z es la siguiente:    Z11 = Z0 (1+S11)(1−S22)+S12S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z21 = Z0 2S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z21 = Z0 2S12 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z11 = Z0 (1− S11)(1+S22)+S12S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 (2) La impedancia requerida por los puertos de entrada y salida del canal para realizar SCIM se puede calcular mediante la siguiente fórmula [37]: Z ∗ S = α1 ± √ ∆ 2Re{Z22} , Z ∗ L = α2 ± √ ∆ 2Re{Z11} (3) donde    α1 = −2jRe{Z22}Im{Z11} + jIm {Z12Z21} α2 = −2jRe{Z11}Im{Z22} + jIm{Z12Z21} ∆ = (2Re{Z11}Re{Z22} − Re{Z12Z21}) 2 − |Z12Z21| 2 (4) Re{ } representa la parte real del parámetro Z e Im{ } representa la parte imaginaria de los parámetros Z. En el proceso de cálculo, es necesario seleccionar el signo apropiado para asegurar que las partes reales de Z ∗ S y Z ∗ L sean positivas. 

Después de obtener Z ∗ S y Z ∗ L, la red de adaptación de impedancia correspondiente de los  se puede diseñar para hacer la adaptación de impedancia conjugada RS y ZS y la adaptación de impedancia conjugada RL y ZL para realizar SCIM. Los parámetros S del canal adaptado son [37]: SM = F(Z − Z ∗ M)(Z + Z ∗ M) −1 F −1 (5) donde ZM = Z ∗ S 0 0 Z ∗ L (6) Z = Z11 Z12 Z21 Z22 (7) F =    h 2 q Re(Z ∗ S ) i−1 0 0 h 2 q Re(Z ∗ L ) i−1    (8 ) Según la definición anterior, la eficiencia de transmisión ηM del canal adaptado se puede calcular mediante: ηM = |Sm21| 2 × 100% (9) Sm21 es el coeficiente de transmisión directa (Sm21) de la matriz de parámetros de dispersión (Sm) del canal adaptado (incluida la red coincidente). La Figura 3a muestra la eficiencia máxima de transferencia de energía del canal a diferentes frecuencias operativas cuando el canal coincide con la impedancia conjugada. En la figura se puede ver que el canal puede alcanzar la máxima eficiencia de transferencia de energía del 68% a 1.051 MHz. Los parámetros S del canal en esta frecuencia son los siguientes: S11 S12 S21 S22 = −4.58∠ − 158.49◦ −3.73∠ − 132.31◦ −3.78∠ − 132.61◦ −11.44∠112.64◦

Figura 3. Diseño de red de adaptación de impedancia conjugada simultánea. (a) Eficiencias de transferencia de energía de canales emparejados y no emparejados. (b) Red de emparejamiento diseñada para SCIM. (c) Red coincidente creada para SCIM.

 La impedancia de salida del amplificador de potencia de radiofrecuencia suele ser de 50 Ω. Por tanto, Rs es 50 Ω. La impedancia de carga de I-PZT varía según el sistema que impulsa, pero generalmente es puramente resistiva. 

En esta tesis, RL se selecciona como 100 Ω para un diseño de red coincidente. Según el artículo, la estructura de red coincidente que realiza la transformación de impedancia de Rs a Z ∗ S y RL a Z ∗ L no es única. En este artículo, la red de adaptación de entrada y la red de adaptación de salida adoptan estructuras de inductores paralelos y condensadores en serie Sensores 2022, 22, 727 7 de 16 para el diseño de transformación de impedancia. Las Figuras 3b,c muestran la red coincidente que cumple con las condiciones SCIM del canal. Consulte el documento [19] para conocer el proceso de diseño específico. Los valores nominales de los condensadores e inductores utilizados están marcados en la Figura 3c. Se puede observar que los valores nominales de los componentes utilizados en el circuito real no concuerdan con la Figura 3b. Sin embargo, los circuitos de adaptación de impedancia que construimos son verificados por el MEDIDOR LCR IM 3536 de HIOKI y pueden lograr el SCIM del canal dentro de la tolerancia de error. Las razones principales de esta diferencia son las características de distribución de los parámetros de los componentes electrónicos y la presencia de inductancia distribuida en la alineación de la placa. 

2.3. Modulación de impedancia

 La tecnología de modulación de impedancia es la clave para lograr el retorno de datos internos en esta investigación. El transductor y la pared metálica tienen una impedancia acústica similar. Además, ambos están acoplados mediante un agente de acoplamiento acústico.

 Por tanto, el E-PZT y el I-PZT se encuentran en un fuerte estado de acoplamiento. El cambio de la impedancia de carga en el terminal I-PZT hará que cambie la impedancia de entrada (RIN) del puerto de entrada. El amplificador de potencia de radiofrecuencia impulsa el E-PZT y la resistencia interna del amplificador de potencia de radiofrecuencia es de Rs. 

Por lo tanto, este proceso puede ser equivalente al modelo de circuito divisor de voltaje que se muestra en la Figura 4a. La Figura 4b es un diagrama esquemático del voltaje a través de RIN que cambia con el tiempo durante la modulación de impedancia. Cuando la carga RL del sistema interno cambia entre RL1 y RL2 debido a la modulación de impedancia, la impedancia de entrada del canal acústico-eléctrico RIN cambia entre RIN1 y RIN2 en consecuencia. Se puede ver en la relación de división de voltaje que la amplitud del voltaje de CA a través de RIN también cambia entre los dos valores de Vmax y Vmin. Obviamente, el cambio de la amplitud de voltaje de los terminales RIN corresponde al estado del circuito interno del canal, y el proceso de comunicación desde el interior al exterior se puede realizar utilizando la relación correspondiente. Lo anterior es la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia.

Figura 4. Modulación de impedancia. (a) Modelo de circuito de modulación de impedancia. (b) Portadora modulada en los terminales de E-PZT. (c) Modelo de circuito equivalente del canal. (d) Método tradicional de modulación de impedancia. (e) Coeficiente de modulación e impedancia de entrada en función de la resistencia de carga. 

La matriz de parámetros del canal Z se puede calcular a partir de los parámetros del canal S. Los cuales los parámetros del canal Z reflejan las características eléctricas del canal. Este artículo establece el modelo de circuito equivalente de canal basado en los parámetros Z. Según este modelo, se analiza la influencia del cambio de carga interna RL en la transmisión y comunicación de energía. La Figura 4c muestra el modelo de circuito equivalente de canal establecido por la fórmula de definición de la matriz de parámetros Z. Según la fórmula (10) de definición del parámetro Z y la ley de Kirchhoff, la impedancia de entrada RIN observada desde el E-PZT con diferentes cargas RL es: (. U1 = Z11. I1 + Z12. I2. U2 = Z21. I1 + Z22. I2 (10) ZIN = .U1 .I1 = Z11 − Z12Z21 RL + Z22 (11) Con base en la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia, se define el coeficiente de modulación Ma para parametrizar el efecto de modulación de impedancia, como se muestra en la Figura 4b, Vmax es la amplitud máxima de la envolvente de la portadora y Vmin es la amplitud mínima de la envolvente de la portadora. La definición de Ma es: Ma = |Vmax − Vmin| (Vmax + Vmin)/2 (12) La expresión de Ma basada en los parámetros del canal son: Ma = ||ZIN1| − |ZIN2|| ∗ 2RS ||ZIN1| − |ZIN2|| ∗ RS + 2|ZIN1| ∗ |ZIN2| (13) Basado en la ecuación (11), ZIN1 corresponde a RL1 y ZIN2 corresponde a RL2 en la Ecuación (13), esto significa que la carga en el canal cambia de RL1 a RL2, obviamente muestra 0 ≤ Ma ≤ 1. 

Según la definición, cuanto mayor es Ma, más pronunciada Cuanto más cambia el nivel de la envolvente de la portadora, mejor es el efecto de modulación de impedancia, menores son los requisitos de diseño para el circuito de detección de envolvente posterior y mayor es la confiabilidad de la comunicación. La Fórmula (13) muestra que la clave para la modulación de impedancia es cambiar RL para cambiar la impedancia de entrada del canal. La Figura 4d muestra los dos métodos tradicionales de modulación de impedancia. La modulación de los interruptores electrónicos analógicos S y RL en paralelo se denomina modulación de impedancia descendente. La modulación de los interruptores electrónicos analógicos S y RL en serie se denomina modulación de impedancia ascendente. Bajo los dos métodos de modulación de impedancia tradicional, la impedancia de carga interna salta entre 0 y RL y entre RL e infinito al encender y apagar el interruptor analógico. Cuando se comunica a través del método de modulación de impedancia convencional, el sistema tiene una eficiencia de transferencia de energía de 0 en la mitad del tiempo (suponiendo que las probabilidades estadísticas de "0" y "1" en el flujo de bits sean iguales). La razón fundamental de este resultado es que el encendido y apagado del interruptor electrónico analógico provocó un desajuste total de la impedancia del sistema, lo que provocó una grave caída en la eficiencia de transmisión de energía del sistema. 

La Figura 4c muestra los resultados de la simulación numérica de la influencia de diferentes RL en la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación del canal acústico-eléctrico cuando el canal está en la frecuencia de transmisión óptima fM = 1.051 MHz y no se realiza la adaptación de impedancia (la carga inicial RL es 50 Ω). Se puede ver en los resultados de la simulación que la impedancia de entrada del canal acústico-eléctrico RIN disminuye a medida que aumenta la carga interna RL, y la velocidad de disminución se vuelve cada vez más lenta. Cuando RL = 0 Ω, la impedancia de entrada es el valor máximo de 28 Ω. Cuando RL = 1000 Ω, la impedancia de entrada tiende a 4,4 Ω.

 El coeficiente de modulación del canal Ma presenta un proceso de disminución a cero al principio y luego aumento con el aumento de RL. Dado que la impedancia equivalente inicial del sistema interno es 50 Ω, cuando RL = 50 Ω, la impedancia de entrada del canal no cambia, es decir, Ma = 0. Cuando se adopta el método de modulación tradicional , el método de modulación descendente puede obtener un mejor efecto de modulación que el método de modulación ascendente, con Ma = 0,638 para modulación ascendente y Ma = 0,78 para modulación descendente.

 2.4. Diseño de compensación para la transferencia y comunicación de energía El cambio de la impedancia de carga es la clave para lograr la modulación de impedancia, pero la adaptación de impedancia de los sistemas internos y externos también es la clave para la transmisión de energía. En esta parte, este artículo analizará el efecto de la variación de la carga interna RL sobre la eficiencia de transferencia de energía del canal y el coeficiente de modulación para lograr un equilibrio entre comunicación confiable y transferencia de energía eficiente. Es la principal innovación de esta tesis. Bajo la acción del voltaje U y la corriente I en el puerto de entrada del canal, el PIN de alimentación de entrada del canal es: PIN = . U 2 1 RIN = . U1 2 |RIN| (14) La potencia activa de salida por el canal ouEl puerto de entrada es: POUT = . U2∗. I2 = |RINZ22−Z11Z22+Z12Z21|∗|RIN−Z11| |Z12RIN| 2 ∗ . U1 2 (15) La eficiencia de transmisión de energía del canal es: η = POUT PIN ∗ 100% = |RIN Z22−Z11Z22+Z12Z21|∗|RIN−Z11|∗|RIN| |Z12RIN| 2 ∗ 100% (16) En aplicaciones prácticas, lo que más preocupa es la relación entre la eficiencia de transmisión de energía del canal y el coeficiente de modulación con el cambio de la impedancia de carga después de SCIM. Para ilustrar el proceso de modelado, se supone que la red de adaptación de entrada y salida del canal adopta inductancia paralela y capacitancia en serie para el diseño de adaptación de impedancia. El diagrama de circuito equivalente del canal después de SCIM se muestra en la Figura 5a. N1 es la red de coincidencia de Tx, N2 es el circuito equivalente de canal y N3 es la red de coincidencia de Rx. El canal acústico-eléctrico después de SCIM puede considerarse como una nueva red de dos puertos Nt formada mediante la conexión en cascada de redes de dos puertos N1, N2 y N3 en secuencia. Del proceso de derivación anterior se puede saber que solo se necesita la matriz de parámetros Z de la red de dos puertos Nt para obtener las características relevantes del canal que queremos.

El parámetro Z de la red de dos puertos Nt se puede calcular a partir del parámetro de red coincidente y el parámetro Z del canal. Los pasos de cálculo específicos son los siguientes: 1 Obtenga la matriz de parámetros Z de las redes N1, N2 y N3: según la definición de la matriz de parámetros Z de la red de dos puertos y el parámetro del canal S, las matrices de parámetros Z de N1, N2 y N3 son los siguientes: ZN1 = Z1 Z1 Z1 Z1 + Z2 (17) ZN2 = Z11 Z12 Z21 Z22 (18) ZN3 = Z3 + Z4 Z3 Z3 Z3 (19) 2. 

Calcular la matriz de parámetros T de la red N1, N2, N3: la Tabla II muestra la relación de conversión mutua entre el parámetro Z y el parámetro T de la red de dos puertos. Las matrices de parámetros T correspondientes a N1, N2 y N3 son T1, T2 y T3, respectivamente. 

3. Obtenga la matriz de parámetros del canal T después de SCIM: Sean TNX los parámetros T de las redes Nt. Los parámetros N1, N2, N3 y T tienen las siguientes relaciones: ZNt = TN1TN2TN3 (20) 4. Obtener la matriz de parámetros Z de la red Nt Según la Tabla 2 [38] y los parámetros T obtenidos en el paso 3, el parámetro Z La matriz de la red Nt se puede obtener fácilmente. Dado que la matriz de parámetros Z de la red Nt obtenida mediante el proceso anterior tiene expresiones algebraicas complejas, y el software matemático MATLAB puede implementar fácilmente el proceso de cálculo numérico anterior, las expresiones algebraicas de la matriz de parámetros Z de Nt no se enumeran explícitamente en este documento. . Tabla 2. Relación de conversión mutua entre los parámetros Z y los parámetros T. Parámetro Z Parámetro T Parámetro Z " Z11 Z12 Z21 Z22 # " A C AD−BC C 1 C D C # Parámetro T   Z11 Z21 Z11Z22−Z12Z21 Z21 1 Z21 Z22 Z21   " A B C D # La Figura 5b es el resultado del cálculo numérico de la energía del canal Eficiencia de transmisión y coeficiente de modulación con el cambio de la impedancia de carga interna después del canal SCIM. Se puede encontrar que el coeficiente de modulación no es lineal con la impedancia de carga interna. Suponiendo que Ma = 0,2, puede cumplir con los requisitos de diseño de retorno de datos confiable y envolvente. detección.Si se utiliza el método de modulación de impedancia descendente, solo es necesario conectar una resistencia de 122 Ω en paralelo para reducir la resistencia de carga equivalente del sistema interno de 100 Ω a 55 Ω. 

Suponiendo que las probabilidades estadísticas de los datos "0" y "1" en el flujo de bits son iguales, la eficiencia de transferencia de energía del sistema será del 68% durante la mitad del tiempo (la eficiencia cuando el canal tiene la impedancia totalmente igualada) y del 59,1% durante la otra mitad del tiempo (la eficiencia cuando la modulación de impedancia conduce a un desajuste de impedancia), por lo que la eficiencia de transferencia de energía promedio del sistema es teóricamente una eficiencia de transferencia del 63,55%. 

Cuando se utiliza el método de modulación de impedancia ascendente, sólo se requiere una resistencia de 87 Ω en serie para aumentar la carga equivalente del sistema interno de 100 Ω a 187 Ω. El proceso de análisis y cálculo es el mismo que el descrito anteriormente. La eficiencia de transmisión del canal después de la resistencia en serie es del 59,0% y el valor esperado de la eficiencia de transmisión de energía del sistema durante la comunicación es del 63,5%. En el caso del mismo coeficiente de modulación, el valor esperado de la eficiencia de transmisión de energía del método de modulación descendente y del método de modulación ascendente son aproximadamente iguales. Sin embargo, el circuito del método de modulación descendente es simple de implementar, por lo que es más razonable adoptar el método de modulación descendente, que es el método de diseño de optimización de comunicación y transmisión de energía propuesto en este artículo. Si se utiliza el método tradicional de modulación descendente, la eficiencia de transmisión de energía esperada es del 34%. Con una calidad de comunicación garantizada, el método de este artículo mejora el valor esperado de eficiencia de transferencia de energía en un 29,5% en comparación con el método de modulación descendente convencional. 

3. Validación Experimental

 3.1. Instrumentos y métodos para experimentos Se estableció un sistema de validación de laboratorio para verificar la exactitud del modelo y la viabilidad del método de diseño de optimización propuesto en este artículo, como se muestra en la Figura 6.

 Un generador de funciones GWINSTEK AFG-2225 genera una señal eléctrica continua en la frecuencia deseada con una configuración de impedancia de salida de 50 Ω. La señal eléctrica ultrasónica continua es impulsada por un módulo amplificador de potencia de radiofrecuencia casero con una impedancia de salida de 50 Ω. En nuestros experimentos utilizamos un amplificador de fabricación propia con una impedancia de salida de 50 Ω. La potencia nominal del amplificador es de 100 W y el voltaje pico a pico de salida de circuito abierto no excede los 300 V. Se utiliza un osciloscopio GWINSTEK GDS-3504 para probar el voltaje pico VRL a través de los terminales del transductor externo en diferentes niveles internos. carga RL. El MEDIDOR LCR IM 3536 de HIOKI prueba la impedancia de entrada del canal en diferentes cargas internas RL. Se utilizan dos tipos de cargas internas: resistencias de chip (error 0,1%) y resistencias no inductivas de alta potencia (error 1%). chip de resistencia Los generadores tienen alta precisión y una amplia gama de valores de resistencia seleccionables, pero no pueden soportar altas potencias. La resistencia no inductiva de alta potencia tiene las características de inductancia inferior y puede soportar alta potencia, pero tiene menos valores de resistencia seleccionables. En los experimentos posteriores, las resistencias del chip se utilizaron para probar los coeficientes de modulación y las resistencias no inductivas de alta potencia se utilizaron para la transmisión de alta potencia. El analizador de potencia PA5000H de ZLG se utiliza para probar la potencia de entrada y la potencia de salida de los canales, denominadas PIN y POUT, respectivamente. Utilizan la red de coincidencia de puertos de entrada y salida diseñada en la Sección 2.

La red de adaptación permite que el canal logre una adaptación de impedancia con RS = 50 Ω y RL = 100 Ω al mismo tiempo. Por lo tanto, en el experimento, el coeficiente de modulación del sistema se puede calcular según la expresión (21) y la eficiencia de transmisión de energía se puede calcular mediante la expresión (22). Ma = VRL − V100 (VRL + V100)/2 (21) η = PIN POUT × 100% (22) donde VRL representa la amplitud del voltaje en el puerto de entrada del canal cuando la resistencia de carga del canal es RL. V100 representa la amplitud del voltaje en el puerto de entrada del canal cuando la resistencia de carga del canal es de 100 Ω. PIN representa la potencia de entrada del canal y POUT representa la potencia de salida del canal. 

3.2. Verificación del modelo de canal

 Cuando no se realiza SCIM, la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación del canal se prueban variando el valor RL de 0 a 500 Ω para verificar la corrección del modelo. La configuración de medidas específicas se muestra en la Figura 7a. Al probar la impedancia de entrada del canal bajo diferentes cargas, el generador de funciones y el osciloscopio se retiran del sistema de prueba. Por el contrario, el analizador de impedancia se retira del sistema de prueba cuando se prueba el coeficiente de modulación.

Figura 7. Verificación del Modelo de Canal. (a) Configuración de medición para verificar el modelo de circuito del canal. (b) Comparación de valores experimentales y teóricos de impedancia de entrada y coeficiente de modulación antes de SCIM. 

3.3. Aplicación del método óptimo

 Una vez que el canal implementa SCIM, se diseñan experimentos para verificar la viabilidad del método de diseño optimizado. La Figura 8a muestra la configuración específica del sistema experimental. El puente rectificador está compuesto por 4 diodos Schottky STPS10L60D. La impedancia de entrada del puente rectificador a la frecuencia de funcionamiento medida por el analizador de impedancia es 27,35 − 14,22i, por lo que se conecta en serie un inductor de potencia con un valor nominal de 2,2 µH en el extremo frontal del puente rectificador para eliminar su reactancia capacitiva. . La resistencia de modulación ZL adopta una resistencia de potencia no inductiva con un valor nominal de 100 Ω. Un MOSFET NTTFS4930NTWG actúa como un interruptor electrónico analógico. En el experimento, se probó la curva del coeficiente de modulación del canal. En este momento, la puerta del MOSFET permanece baja y se retira el amplificador de potencia de radiofrecuencia. El generador de señal controla directamente el canal. Además, cuando el canal está en el punto de frecuencia de funcionamiento óptimo, se prueba respectivamente la eficiencia de transmisión de energía de comunicación y no comunicación.

Figura 8. Aplicación del método óptimo. (a) Configuración del sistema de medición. (b) Comparación de valores experimentales y teóricos del coeficiente de modulación después de SCIM. (c) Onda portadora modulada. 

4. Discusión 

La Figura 7b muestra la comparación entre los valores experimentales y teóricos de la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación cuando la carga del canal (RL) varía entre 0 y 500. Los valores experimentales y teóricos de la curva de impedancia de entrada concuerdan bien. El valor experimental de la última parte de la curva del coeficiente de modulación tiene una cierta desviación del valor teórico, pero el error está dentro del rango permitido. 

En opinión del autor, la razón de este fenómeno de error es la siguiente: a medida que aumenta la resistencia de carga, la impedancia de entrada del canal disminuye gradualmente y la tasa de disminución se vuelve cada vez menor. De la explicación eléctrica de la modulación de impedancia en la Sección 2, cuanto menor es la impedancia de entrada, más obvio es el error de medición del coeficiente de modulación.

 En general, este experimento ha verificado la exactitud del modelo de circuito equivalente de canal y la racionalidad de la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia propuesto en este artículo. Las Figuras 8b,c muestran los resultados de la prueba después del canal SCIM. La curva de modulación medida experimentalmente es consistente con la curva teórica en su conjunto. Cuando el canal no se comunica, existe un estado de alta resistencia entre la fuente y el drenaje del MOSFET, por lo que el modulador no está conectado al sistema. La potencia de salida del canal medida experimentalmente es 51,53 W con una potencia de entrada de 91,60 W. Por lo tanto, la eficiencia de transmisión del canal es 56,25%. Aunque aumentar la capacidad de accionamiento del amplificador Sensores 2022, 22, 727 14 de 16 puede mejorar la salida de potencia del canal, considerando las características no lineales del material piezoeléctrico, las propiedades mecánicas de la capa de acoplamiento y la seguridad eléctrica del sistema. , cuanto mayor sea la potencia motriz, no es mejor. Si se utilizan métodos de modulación tradicionales (asumiendo que las probabilidades estadísticas de "0" y "1" en el flujo de bits son iguales), el valor teórico de la eficiencia de transmisión durante la comunicación es del 28,13%. cuando la puerta del MOSFET se acciona a una velocidad de 10 Kbps y el voltaje binario en el formato '01010101···' (simulación de comunicación), la potencia de entrada del canal es 82,75 W y la potencia de salida es 37,86 W 

Por lo tanto, la eficiencia de transferencia de energía del canal es del 45,75%, que es un 17,62% mayor que la eficiencia de transferencia de energía basada en el método de modulación convencional. En este momento, el coeficiente de modulación alcanzado es 0,175. Aunque los datos de prueba en este experimento tienen una cierta desviación del valor teórico, es completamente aceptable si se consideran las siguientes razones:

En primer lugar, el amplificador de potencia utilizado en este experimento es un módulo de circuito de fabricación propia y su impedancia de salida no puede garantizar una constante 50 Ω en toda la banda de frecuencia de trabajo. 

En segundo lugar, debido a las características de distribución de los parámetros de los componentes electrónicos, es difícil realizar una red de adaptación de impedancias que sea exactamente igual al diseño en la práctica. 

En tercer lugar, a partir de la introducción del sistema experimental, el modulador en este artículo es equivalente a una resistencia de 127 Ω en paralelo a través de la carga RL, que se desvía del valor de diseño de 122 Ω. La Figura 9 muestra las formas de onda de la portadora cuando el MOSFET se activa directamente con el flujo de bits generado por el microcontrolador. Se puede observar que cuando la velocidad de comunicación es de 10 Kbps, las variaciones altas y bajas de la envolvente de la portadora modulada son evidentes y claras. Por lo tanto, el canal puede comunicarse de manera confiable a esta velocidad. Esta tasa es comparable a la de otros estudios [20,24,26,35,39].

Figura 9. Envolvente de la portadora a una velocidad de modulación de impedancia de 10 Kbps. 5. Conclusiones

 Este artículo establece un modelo de circuito equivalente que puede predecir eficazmente las características de la transmisión de energía del canal y la modulación de impedancia. Basado en este modelo, se propone un método de diseño optimizado para la transmisión y comunicación simultánea de energía basada en ultrasonido. La viabilidad del método de diseño optimizado propuesto en este artículo se verifica mediante experimentos. En la prueba experimental, puede penetrar una placa de acero inoxidable 304 de 11 mm de espesor para transmisión y comunicación simultánea de energía ultrasónica. Según el método de optimización, la potencia de transmisión durante la comunicación es de 37,86 W y la eficiencia de transmisión de energía es del 45,75%, un 17,62% mayor que la del método tradicional. Este método de diseño optimizado es sencillo de implementar y puede mejorar significativamente la eficiencia de transmisión de energía del canal. Tiene amplias perspectivas de aplicación y un inmenso valor de aplicación de ingeniería no solo en el monitoreo inalámbrico del entorno metálico sino también en otros campos autoalimentados, como la comunicación submarina y la investigación de dispositivos implantados. Las investigaciones futuras se centrarán en la integración de sistemas y el diseño de alta confiabilidad. 

Contribuciones del autor: Conceptualización, Y.L. y JC; análisis formal, Y.L., G.L. e Y.Z.; investigación, LL y JZ; redacción del borrador original, Y.L.; redacción-revisión y edición, C.X. y Y.L.; administración de proyectos, C.X. y J.C.

 Todos los autores han leído y aceptado la versión publicada del manuscrito. 

Financiamiento: Esta investigación fue financiada por el Programa Nacional Clave de Investigación y Desarrollo de China (Subvención No. 2019YFB2004800), el Fondo Juvenil de la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China (Subvención No. 62001430) y la Construcción del Tema Clave del “Proyecto 1331” de Shanxi (Subvención nº 1331KSC). 

Declaración de la Junta de Revisión Institucional: No aplicable. 

Declaración de Consentimiento Informado: No aplicable. 

Declaración de disponibilidad de datos: Los datos presentados en este estudio están disponibles a través de los autores correspondientes previa solicitud razonable. 

Agradecimientos: Los autores desean agradecer el apoyo financiero del Programa Nacional Clave de Investigación y Desarrollo de China (Subvención No. 2019YFB2004800), el Fondo Juvenil de la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China (Subvención No. 62001430) y el “Proyecto 1331” de Shanxi. Construcción del sujeto (Subvención No. 1331KSC). Conflictos de intereses: Los autores declaran no tener ningún conflicto de intereses.

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La transmisión de energía inalámbrica: acoplamiento inductivo, ondas de radio y acoplamiento por resonancia.

 Resumen

Este artículo describe varias tecnologías de transmisión inalámbrica de energía (WPT), incluido el acoplamiento inductivo, las ondas de radio y el acoplamiento por resonancia. Teóricamente, estas tres tecnologías TIP son similares en el sentido de que todas dependen de las ecuaciones de Maxwell. Sin embargo, existen pros y contras para cada aplicación del WPT. Por tanto, se debe seleccionar una tecnología TIP adecuada para cada aplicación. Aquí se analizan la teoría, las tecnologías y las aplicaciones de la TIP. WPT es una tecnología útil y conveniente que se puede emplear para cargar baterías de teléfonos móviles, computadoras portátiles, vehículos eléctricos, diodos emisores de luz, circuitos integrados y otros equipos sin necesidad de una conexión por cable. Para los sistemas que utilizan muy poca energía, la batería se puede quitar por completo y los sistemas pueden funcionar con energía recolectada de la radiofrecuencia ambiental y la radiación de microondas. Por lo tanto, el número de baterías se puede reducir cuando hay energía inalámbrica disponible desde varios lugares, y como las baterías se pueden cargar de forma inalámbrica, también se pueden reducir las preocupaciones sobre la escasez de baterías. La TIP a través de microondas, por ejemplo, podrá aplicarse en el futuro a satélites espaciales de energía solar estables y libres de CO2. En general, la TIP apoyará tanto la producción energética futura como el medio ambiente.

INTRODUCCIÓN 

Hace aproximadamente 100 años, Tesla [1,2], un científico famoso, soñaba con una tecnología inalámbrica que no requiriera cables para alimentar electricidad. Teóricamente tenía razón. Sin embargo, fracasó técnicamente porque no pudo concentrar suficiente energía inalámbrica para satisfacer las necesidades de los usuarios, incluso hace 100 años.1,2 Casi 100 años después de la propuesta de Tesla, ahora es posible utilizar ondas de radio de mayor frecuencia, o microondas, para enfocar la energía eléctrica de forma inalámbrica a niveles que satisfagan las necesidades actuales de los usuarios. En caso de distancias cortas, las tecnologías de acoplamiento inductivo o de resonancia son efectivas. De hecho, la transmisión inalámbrica de energía (WPT) es una tecnología valiosa y conveniente que se puede utilizar para cargar las baterías de teléfonos móviles, computadoras portátiles, vehículos eléctricos (EV), diodos emisores de luz (LED), circuitos integrados (IC) y otros equipos.

∗Correspondencia a: shino@rish.kyoto-u.ac.jp Instituto de Investigación para la Humanósfera Sostenible, Universidad de Kyoto, Kyoto, Japón DOI: 10.1002/wene.43 

 Sistemas que utilizan muy poca energía ni siquiera requieren una batería y pueden ser funcionan con energía obtenida de la radiofrecuencia ambiental y la radiación de microondas. Por lo tanto, la cantidad de baterías necesarias se puede reducir cuando la energía inalámbrica se generaliza porque se pueden cargar de forma inalámbrica y, por lo tanto, la escasez de baterías no será una preocupación. Este escenario se hará realidad pronto. Ya existen diversas tecnologías y aplicaciones comerciales de la TIP. Algunos productos comerciales TIP se basan en acoplamiento inductivo o de resonancia. Estas tecnologías se clasifican como “TIP de corto alcance”. Alternativamente, la TIP mediante ondas de radio se aplica a sistemas TIP de largo alcance. En un futuro próximo, la tecnología TIP permitirá obtener energía eléctrica estable y libre de CO2 desde el espacio. El concepto de un satélite espacial de energía solar (SPS) está respaldado por tecnologías TIP a través de microondas. Todas las tecnologías TIP se basan en las ecuaciones de Maxwell. Sin embargo, existen pequeñas diferencias en sus aplicaciones. En este artículo, se describen primero la teoría y la aplicación de la TIP mediante acoplamiento inductivo y de resonancia, seguido de una discusión de la teoría y las aplicaciones de las tecnologías TIP basadas en microondas.

HISTORIA DEL WPT

 Históricamente, el WPT comenzó con las ondas de radio. Las ecuaciones de Maxwell, formuladas en 1862 y que describen todos los fenómenos de las ondas de radio, son esencialmente la primera base teórica de la TIP. Después de que Maxwell propusiera sus ecuaciones, Poynting describió las ondas de radio como un flujo de energía, que es un concepto bien conocido del vector de Poynting. Después de los descubrimientos de Maxwell y Poynting, Tesla1,2, hace todavía más de 100 años, soñó que toda la electricidad se proporcionaría de forma inalámbrica. Realizó el primer experimento WPT a finales del siglo XIX.1,2 Lamentablemente, fracasó debido a la difusión de la potencia inalámbrica, que depende de la frecuencia de funcionamiento y del tamaño de la antena transmisora. Usó una frecuencia de operación de 150 kHz. Después del fracaso de Tesla, la historia del desarrollo de las ondas de radio se centró en la comunicación inalámbrica y la teledetección, en lugar de la WPT. Sin embargo, las tecnologías de comunicación inalámbrica y teledetección contribuyeron al desarrollo de nuevas técnicas TIP. Para aumentar la información contenida en las ondas de radio, es necesario utilizar ondas de radio de mayor frecuencia. Sólo después de la Segunda Guerra Mundial se pudo generar y utilizar una frecuencia superior a la utilizada por Tesla, o las microondas, para comunicaciones inalámbricas y sistemas de radar.

 El uso de una frecuencia más alta con una antena del mismo tamaño permite una mayor concentración de ondas de radio que la posible con frecuencias más bajas. Por lo tanto, la potencia de las ondas de radio transmitidas se puede aumentar con microondas como una onda de radio de mayor frecuencia que la utilizada por Tesla.

 En la década de 1960, Brown3,4 llevó a cabo nuevos experimentos con TIP utilizando tecnologías de microondas de alta eficiencia. Utilizó tubos de microondas de 2,45 GHz (como magnetrones y klistrones) y logró implementar la TIP en un helicóptero con microondas de 2,45 GHz en 1964 y en un helicóptero en vuelo libre en 1968. También fue la primera persona en desarrollar una antena rectificadora, que llamó rectenna, para recibir y rectificar microondas. La eficiencia de la primera rectina, desarrollada en 1963, fue del 50% con una potencia de salida de 4 W CC y del 40% con una potencia de salida de 7 W CC.5 Finalmente, alcanzó una eficiencia estimada del 90% de la rectina a 2,45 GHz. En 1975, logró una eficiencia total CC-CC de hasta el 54% a 495 W CC utilizando un magnetrón en el Laboratorio Raytheon. Simultáneamente, el equipo de Brown y Dickinson logró la mayor demostración de transmisión de energía por microondas (MPT) en 1975 en el sitio Venus del Jet Propulsion Laboratory Goldstone Facility.6 La distancia entre la antena transmisora parabólica, que tenía un diámetro de 26 m

FIGURA 1 | imagen SPS

y el conjunto de reccena, que era de 3,4 × 7,2 m2, era de 1,6 km. La potencia de microondas transmitida desde la fuente de klistrón fue de 450 kW a una frecuencia de 2,388 GHz, y la potencia de CC rectificada alcanzada fue de 30 kW con una eficiencia de rectificación del 82,5%. Este experimento MPT es el más grande jamás realizado en el mundo. Aunque Brown tuvo éxito con los experimentos de campo de la TIP, aún existía una gran discrepancia entre el tamaño y el costo del sistema demostrado y lo que sería práctico. Por lo tanto, lamentablemente los sistemas MPT comerciales no pasaron a formar parte de nuestra vida diaria. Sin embargo, las tecnologías MPT se desarrollaron para un SPS (Figura 1), propuesto por Glaser7 en 1968. 

El SPS superó algunos de los inconvenientes del MPT, como la baja eficiencia general del sistema, que depende de la conversión microondas/CC, y el gran tamaño de las antenas. El SPS suministró aproximadamente 10 veces más energía eléctrica que las células solares terrestres porque se encontraba en una órbita geoestacionaria en el espacio. En la órbita geoestacionaria no hay noche. Además, a diferencia de la luz solar, las microondas no son absorbidas por las nubes ni por la lluvia. Por lo tanto, la generación de energía es posible las 24 horas del día dentro de un SPS. El MPT era necesario para el SPS y, en consecuencia, se desarrollaron técnicas de MPT para satisfacer las necesidades del SPS.8 Después de la década de 1980, el centro para el desarrollo del MPT se trasladó a Japón.

 El profesor Hiroshi Matsumoto de la Universidad de Kyoto y su grupo llevaron a cabo experimentos con cohetes MPT en 1983, que se denominaron experimento de interacción no lineal de la ionosfera de microondas, para un SPS. También llevaron a cabo varios experimentos de campo MPT8 basándose en nuevas tecnologías de microondas para comunicación inalámbrica y detección por radar. 

En 1992 se llevó a cabo un experimento MPT con un sistema en fase,9,10 el primer ensayo en el que se aplicó la técnica del sistema en fase para este propósito. La Universidad de Kyoto, la Universidad de Kobe y su equipo volaron un avión sin combustible propulsado sólo con 2,411 GHz de energía de microondas utilizando un conjunto en fase con 96 amplificadores semiconductores de GaAs y 288 antenas en tres subconjuntos.

 Un grupo canadiense también voló un avión sin combustible en 1987 adoptando un sistema de antena parabólica.11 El Instituto de Ciencias Espaciales y Astronáuticas implementó un gran proyecto de investigación SPS en la década de 1990, llamado SPS2000.12 Prof. Makoto Nagatomo, uno de los líderes de la investigación SPS en Japón, fue el líder del proyecto SPS2000 y creía que se debería lanzar un SPS experimental lo antes posible. Por lo tanto, el SPS2000 fue diseñado como un sistema concreto en órbita terrestre baja. 

En Estados Unidos, algunos grupos de investigación continuaron la investigación sobre MPT y SPS durante la década de 1980.

 Luego, en 1995, la NASA lanzó un proyecto para darle una nueva mirada a un SPS. La investigación estadounidense sobre MPT fue adoptada como parte del proyecto.13 

En la década de 2000, el proyecto de investigación SPS en Japón todavía está en curso.14,15 El proyecto de investigación japonés SPS se basa en el "Plan básico para la política espacial". que fue establecido por la Sede Estratégica de Política Espacial en junio de 2009.16 En este proyecto, la atención se centra en el desarrollo de un conjunto en fase liviano y de alta eficiencia de 5,8 GHz para controlar la dirección del haz de microondas. Los algoritmos y tecnologías de formación de haces y detección de objetivos son tan importantes como el desarrollo de sistemas en fase ligeros y de alta eficiencia.

 Existen varias técnicas de formación de haces y detección de objetivos para el SPS, incluida la detección de objetivos retrodirectiva con una señal piloto, el método del vector electromagnético giratorio17 y el método de corrección de posición y ángulo.18 

El proyecto japonés SPS implica la verificación de los diversos haces- Técnicas de formación y detección de objetivos. Al mismo tiempo, las tecnologías avanzadas de microondas hicieron que la TIP volviera a ser considerada para aplicaciones comerciales. Los requisitos de energía para las tecnologías de comunicación móvil son bastante mínimos. De este modo se puede recibir suficiente energía a través de microondas, al igual que en la comunicación inalámbrica. Hay muchos usuarios de teléfonos móviles, PC móviles, redes de sensores, LED, circuitos integrados, etc., que pueden beneficiarse. Además, se puede transmitir una importante potencia de microondas con pequeñas antenas a corta distancia hasta los vehículos eléctricos. Investigadores del Instituto de Massachusetts of Technology (MIT) hizo un descubrimiento fundamental cuando propuso y demostró el acoplamiento por resonancia WPT,19 que se basa en tecnologías de filtro de paso de banda (BPF) y acoplamiento inductivo. Con el avance del MIT, ahora, en el siglo XXI, MPT puede aplicarse no sólo a un SPS sino también a varios sistemas móviles comerciales. El desarrollo de estas otras tecnologías avanzadas de microondas, especialmente BPF, que permiten el acoplamiento de resonancia de la TIP, ha dado lugar a una selección de diversos sistemas TIP. 

FIGURE 2 | Inductive coupling

ACOPLAMIENTO INDUCTIVO Y ACOPLAMIENTO POR RESONANCIA 

Acoplamiento inductivo WPT

 El acoplamiento inductivo WPT se basa en la ley circuito de Ampere y la ley de inducción de Faraday. La ley del circuito de Ampere describe la relación entre el campo magnético integrado alrededor de un circuito cerrado (bobina) y la corriente eléctrica que pasa a través del circuito. La ley de inducción de Faraday describe la relación entre un campo magnético variable en el tiempo y un campo eléctrico inducido. La energía eléctrica se transporta a través del campo magnético entre dos bobinas (Figura 2). La ley del circuito de Ampère y la ley de inducción de Faraday son ejemplos de ecuaciones de Maxwell. La eficiencia de la TIP depende del coeficiente de acoplamiento, que a su vez depende de la distancia entre las dos bobinas. Por lo tanto, la energía inalámbrica no puede transportarse a una distancia superior a unos pocos milímetros con alta eficiencia, y la frecuencia utilizada en el acoplamiento inductivo es inferior a unas docenas de megahercios. La TIP de acoplamiento inductivo es el tipo más antiguo de TIP utilizado en aplicaciones reales. Algunos cargadores de baterías adoptaron el acoplamiento inductivo como tecnología independiente. 

En 1995, por ejemplo, la empresa japonesa de electrónica de consumo Sony propuso y vendió tarjetas IC "Felica" con acoplamiento inductivo WPT. En Japón, varios tipos de tarjetas IC, así como el transporte y el dinero electrónico, han adoptado el sistema Felica. La frecuencia del sistema Felica es de 13,56 MHz.

 En 2011 se lanzó en Japón una plataforma de carga inalámbrica para teléfonos móviles basada en el estándar “Qi” definido por el Wireless Power Consortium (WPC).20. El estándar Qi se basa en una tecnología WPT de acoplamiento inductivo. El WPC ha participado activamente en la popularización del estándar Qi y el acoplamiento inductivo multipropósito WPT

 El acoplamiento inductivo también se ha aplicado a la carga inalámbrica de vehículos eléctricos desde la década de 1980 en los Estados Unidos, cuando se introdujo como parte del proyecto Partners for Advanced Transit and Highways. 

En 2009, en Japón, Hino Motors Ltd.21 y Showa Aircraft Industry 22 llevaron a cabo experimentos de campo de carga inalámbrica con un autobús eléctrico utilizando la tecnología de transferencia de energía inductiva desarrollada por Wampfler Co., Alemania. Midieron las emisiones de CO2 en este experimento en comparación con la carga por cable e informaron que el autobús cargado de forma inalámbrica podría reducir la cantidad de emisiones de CO2 debido a la carga de alta frecuencia en comparación con la carga por cable de frecuencia normal.23

 Algunas empresas en el mundo, por ejemplo, HaloIPT Co., Evatran Co. y UniServices Co. ofrecen sistemas TIP de acoplamiento inductivo para vehículos eléctricos como productos comerciales. En 2011, la compañía de motores Nissan lanzó un sistema de carga inalámbrico de acoplamiento inductivo para cargar sus coches eléctricos. 

Acoplamiento de resonancia magnética WPT

 Un resonador se forma añadiendo capacitancia (C) a una bobina de inducción (L) (Figura 3). Dos resonadores están acoplados electromagnéticamente y la energía de un resonador se transmite al otro a través de una onda en modo evanescente. Este fenómeno es bien conocido como teoría de acoplamiento aplicada al BPF de microondas. Sin embargo, no fue hasta 2006 que los investigadores del MIT demostraron un experimento WPT utilizando acoplamiento de resonancia.19 El acoplamiento de resonancia con bobinas se llama acoplamiento de resonancia magnética. La potencia transmitida es principalmente un campo magnético sostenido por la bobna

FIGURA 3 | Acoplamiento de resonancia magnética

 El acoplamiento por resonancia se realiza con dos conductores planos que pasan a través del campo eléctrico y se denomina acoplamiento por resonancia eléctrica. Después de la publicación de la investigación del MIT, los sistemas TIP de acoplamiento por resonancia magnética se aplicaron a teléfonos móviles y otros dispositivos móviles, televisores, vehículos eléctricos, etc. En Corea, se ha utilizado una técnica de acoplamiento resonante para el suministro de energía inalámbrica para un EV en línea.24 La energía del suministro de 60 Hz se convierte a una frecuencia de 20 kHz mediante una etapa inversora. Se pueden transferir 70 kilovatios de energía de forma inalámbrica desde las líneas eléctricas con una eficiencia del 80%. 

En 2011, se celebró en Corea el IFEV2011, un foro internacional de actualidad sobre vehículos eléctricos con carga de energía inalámbrica. En Japón, un grupo de investigación de la Universidad de Tokio llevó a cabo un experimento de carga inalámbrica para un vehículo eléctrico con acoplamiento de resonancia. Como primer experimento, utilizaron una banda de aproximadamente 10 MHz para TIP. Actualmente utilizan aproximadamente 120 kHz para poder utilizar los componentes de la fuente de alimentación. Laboratorio central de investigación y control de Toyota. Inc. y la Universidad Tecnológica de Toyohashi en Japón propusieron un nuevo concepto para la transferencia de energía a través de un condensador compuesto por una correa de acero en un neumático y una placa de metal adherida a la carretera.25 Por otra parte, en 2011, Toyota Motor Corporation invirtió en WiTricity Corporation, el primer inventor del acoplamiento resonante para TIP. IHI Corporation también recibió una licencia de WiTricity Corporation en 2011. Además, la compañía Qualcomm en los Estados Unidos inició experimentos de carga inalámbrica en vehículos eléctricos con resonancia acoplamiento en Londres en 2011.. 

FIGURA 4 | Eficiencia de transmisión del acoplamiento del acoplamiento resonante.

 Anteriormente, Qualcomm Company había demostrado una tecnología de carga inalámbrica (la «eZone») para teléfonos móviles utilizando una tecnología WPT de acoplamiento resonante en el Mobile World Congress de 2009,26 que tenía una frecuencia de acoplamiento de 13,56 MHz. 

Sony también lanzó un sistema TIP de acoplamiento por resonancia para televisores en 2009. Como siguiente paso, propusieron un nuevo TIP con una bobina receptora simple.27 

Teoría del acoplamiento TIP 

Recientemente, para el acoplamiento por resonancia magnética, se ha llevado a cabo una investigación teórica basada principalmente en el acoplamiento inductivo. Se ha realizado28,29. Dada la teoría del acoplamiento inductivo, kQ, donde k es el coeficiente de acoplamiento y Q es el factor de calidad de la bobina resonadora, se establece como factor crítico. La máxima eficiencia de transmisión del acoplamiento η se calcula utilizando kQ como se muestra en las siguientes ecuaciones:

donde ω es la frecuencia, R es la resistencia y M es la inductancia mutua. La curva de eficiencia se muestra en la Figura 4. La eficiencia de transmisión del acoplamiento está determinada por kQ. En el acoplamiento inductivo, no se puede utilizar un factor Q alto; por lo tanto, k debería aumentar en función de la distancia entre las dos bobinas. 

Sin embargo, en el acoplamiento por resonancia, es fácil aumentar kQ con un factor Q alto incluso si la distancia entre las dos bobinas es grande y el factor k es pequeño (tenga en cuenta que k contiene un parámetro de longitud de onda). Si se selecciona una frecuencia más baja, entonces k aumenta si la distancia y el factor Q son iguales. Como resultado, la distancia TIP con una alta eficiencia se amplía utilizando una frecuencia más baja en un sistema TIP de acoplamiento inductivo o de resonancia. Una frecuencia más baja indica que se puede lograr una mayor eficiencia utilizando componentes de menor costo para el sistema.

FIGURA 5 | Concepto de fuente de energía ubicua. (Reimpreso con permiso de Ref 30. Copyright 2005, URSI.)

TRANSMISIÓN DE ENERGÍA POR MICROONDAS

 Aplicaciones MPT

 La identificación por radiofrecuencia (RF-ID) es actualmente la única aplicación comercial de la TIP a través de microondas. Esta tecnología utiliza principalmente la banda de 900 MHz. Sin embargo, MPT se puede utilizar en diversas aplicaciones. El concepto de fuente de energía ubicua (UPS) se propuso en la década de 1990 y se basa en el concepto de que las microondas están en todas partes y siempre están encendidas con la TIP.30

 El concepto de UPS se muestra en la Figura 5. Potencia de microondas a 2,45 GHz [Banda de frecuencia industrial, científica y médica (2,40–2,50 GHz)] se transmite desde los bordes de un techo para cargar teléfonos móviles. Es fácil crear una densidad de potencia de microondas uniforme en la sala del UPS con antenas instaladas en los bordes del techo. Las antenas de ranura se seleccionan como antenas transmisoras debido a su costo reducido. Por la misma razón se utiliza un magnetrón como transmisor de microondas. Sin embargo, en este caso, el magnetrón se estabiliza con un bucle de realimentación de fase adicional y bloqueo de inyección.31 Por lo tanto, las microondas transmitidas son estabilizadas y controlables. Sin embargo, el diseño del UPS está limitado por los problemas de seguridad asociados con la exposición de los seres humanos a las microondas porque el concepto del UPS se basa en una “fuente de energía inalámbrica en todo momento y en todas partes”. El nivel de seguridad es inferior a 1 mW/cm2 para exposición continua en todo el cuerpo humano. Por lo tanto, las rectennas de alta eficiencia son necesarias para operar a una densidad de potencia de microondas de 1 mW/cm2 o menos. En estas condiciones, hemos logrado cargar teléfonos móviles, como se muestra en la Figura 6. Además, se puede utilizar un teléfono móvil en la sala UPS debido a la diferencia entre la potencia de microondas de 2,45 GHz y el sistema de comunicación de 1,9 GHz. Posteriormente, el concepto de UPS se amplió a un espacio abierto. En 2009 se investigó el MPT de una aeronave para cargar teléfonos móviles en una amplia zona.32 Cuando se corta una línea eléctrica, es imposible repararla rápidamente. Sin embargo, el sistema TIP de emergencia propuesto para un dirigible pronto podrá proporcionar Un UPS que puede manejar un teléfono móvil.. En un futuro próximo, si los requisitos de energía de los dispositivos móviles disminuyen lo suficiente, se podrá recibir energía inalámbrica a través de ondas de radio del servicio de transmisión. Esta tecnología se consideraría un tipo de sistema de “recolección de energía”. 

FIGURA 6 | Experimento de carga inalámbrica de teléfonos móviles en una fuente de energía ubicua. (Reimpreso con permiso de Ref 30. Copyright 2005, URSI.)

La definición de  La recolección de energía. o “eliminación de energía” es el proceso mediante el cual se deriva, captura y almacena energía de fuentes externas como la energía solar, la energía térmica, la energía eólica, los gradientes de salinidad, la energía cinética y las ondas de radio. Uno de los recolectores de energía más conocidos es el sistema microelectromecánico de potencia (MEMS), que puede generar energía eléctrica a partir de la fluctuación de un semiconductor MEMS.

 El recolector de energía de las ondas de radio transmitidas es una reccena que se utiliza tanto para MPT como para WPT. Un grupo estadounidense utilizó el canal 48 (674–680 MHz) y capturó 60 μW (0,7 V) con una antena Yagi-Uda.33,34 

Se ha desarrollado un receptor de recolección de energía para operar a 850–950 MHz usando −6 a −11 Potencia de entrada dBm.35

 MPT también se puede aplicar a la carga inalámbrica de un vehículo eléctrico. 

A partir del año 2000, la Universidad de Kyoto propuso y desarrolló una técnica MPT para un vehículo eléctrico. La batería del vehículo eléctrico se puede cargar utilizando únicamente transmisión de microondas con una eficiencia del haz teórica del 83,7 % y una eficiencia del haz experimental del 76,0 %.36 Esta eficiencia es lo suficientemente alta como para transmitir energía inalámbrica con microondas. Para esta aplicación se ha desarrollado un nuevo diodo GaN Schottky para aumentar la potencia rectificada y reducir el tiempo de carga.37 

Kashima Co., una empresa constructora japonesa, propuso conjuntamente con la Universidad de Kyoto un edificio inalámbrico que utiliza tecnología de energía de microondas.38 Este sistema suministra energía eléctrica de forma inalámbrica utilizando materiales de construcción (placa de cubierta) que actúan como guías de ondas de transmisión de microondas (Figura 7). Por lo tanto, el coste inicial del edificio se puede reducir porque no se necesita ninguna construcción de alambre. La energía de microondas a través de la guía de ondas de la placa de cubierta no se difunde como lo hace en el espacio libre. Bajo el suelo se colocaron rectennas como convertidores de CC. Es fácil cambiar la posición de la reccena porque los microondas están prácticamente por todas partes debajo del suelo. Por lo tanto, el costo del ciclo de vida del edificio se puede reducir, en lugar de aumentar las tarifas eléctricas, mediante la conversión de corriente continua a microondas y corriente continua. En la fase inicial, se consideró el sistema inalámbrico para edificios de oficinas, donde se utilizan principalmente computadoras alimentadas por corriente continua y otros instrumentos de evaluación de resultados. Se estima que un convertidor de CC requiere <50 W y se proporcionan >3 kW de potencia de microondas a una habitación. Se seleccionó una frecuencia de 2,45 GHz basándose en las limitaciones de tamaño de una placa de plataforma convencional y se utilizó un magnetrón como transmisor de microondas para reducir el costo. 

FIGURA 7 | Edificio inalámbrico mediante transmisión de energía por microondas.

Teoría de MPT 

La eficiencia del haz entre una antena transmisora y una reccena receptora se calcula mediante la ecuación de transmisión de Friis, y su expansión se utiliza para calcular la eficiencia del haz en el campo cercano.  La ecuación de los friis de transmisión se aplica al campo lejano como sigue

donde Pr, Pt, Gr, Gt, Ar, At, λ y D son la potencia recibida, la potencia transmitida, la ganancia de la antena receptora, la ganancia de la antena transmisora, el área de apertura de la antena receptora, el área de apertura de la antena transmisora, longitud de onda y distancia entre la antena transmisora y la antena receptora, respectivamente. Sin embargo, la ecuación de transmisión de Friis no puede utilizarse para calcular la potencia recibida en el campo cercano porque esta ecuación supone una onda plana en el campo lejano, mientras que existen ondas esféricas en el campo cercano donde se utiliza la TIP. En su lugar, se utiliza el siguiente parámetro τ para calcular la potencia recibida o la eficiencia del haz η4:

Las eficiencias del haz en los campos lejano y cercano calculadas utilizando el parámetro τ se muestran en la Figura 8. El valor de τ 2 en sí indica la eficiencia sobre la base de la ecuación de Friis. La eficiencia del haz se puede aumentar hasta casi el 100% cuando τ > 2. Esta curva teórica es similar a la que se muestra en la Figura 4 para el acoplamiento de resonancia WPT. 

FIGURA 8 | Eficiencia del haz en el campo lejano y cercano usando el parámetro τ.

 Después de recolectar la potencia del microondas, se debe convertir a CC en la reccena. La rectenna se compone de una antena que recibe energía de microondas, un filtro de paso bajo que evita que los armónicos más altos lleguen al rectificador y un rectificador con diodo(s) y un filtro de salida para rectificar la señal de microondas recibida a CC. La eficiencia ideal del circuito rectificador es del 100%. En la reccena, un circuito rectificador de onda completa de derivación única con un diodo, una línea distribuida λ/4, y normalmente se utiliza un condensador para reducir la pérdida en el diodo. En teoría, la reccena puede rectificar señales de microondas con una eficiencia del 100% con un solo diodo.39 Yoo y Chang40, de la Universidad Texas A&M, describieron un enfoque teórico con un diodo real.

CONCLUSIONES

Hace más de 100 años, Tesla soñó que se podía eliminar la necesidad de utilizar cables para transmitir energía eléctrica. En el siglo XXI, ahora se puede recibir energía inalámbrica para cargar teléfonos móviles y vehículos eléctricos. Teóricamente, la tecnología del sueño de Tesla y la del presente son la misma. La única diferencia es que otras tecnologías eléctricas, incluidas las baterías y los semiconductores, siguen siendo necesarias. Nuestras mentes han cambiado. A finales del siglo XIX nadie creía en la energía inalámbrica. Ahora lo hacemos. Se han realizado experimentos y productos comerciales con TIP con éxito. Hoy sueño que, en un futuro próximo, no se necesitarán cables ni pilas para la energía eléctrica.

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