Una revisión de los circuitos integrados de administración de energía para Recolección de energía basada en ultrasonido en implantables Dispositivos médicos

 Michele Bottaro y Alfio Darío Grasso 

Los sistemas electrónicos que funcionan con baterías, como dispositivos portátiles y móviles, sensores inalámbricos y dispositivos médicos, se utilizan ampliamente en la vida cotidiana. Los dispositivos médicos implantables (DIM) representan una categoría de sistemas electrónicos que tienen un impacto cada vez mayor en la mejora de la calidad de vida, ya que permiten monitorear o reemplazar funciones sensoriales. La idea de utilizar un IMD para ayudar a los pacientes se origina desde la década de 1950, cuando la aparición de los transistores abrió la posibilidad de implementar marcapasos totalmente implantables [1]. A partir de ahí se han desarrollado diversos dispositivos, como monitores de frecuencia cardíaca , implantes cocleares, implantes de retina e interfaces cerebro-computadora. Todos estos dispositivos tienen una arquitectura similar que se resume en la Figura 1. Andrea Balló * , 1. Introducción Revisar Recolección de energía basada en ultrasonido en implantables Dispositivos médicos Una revisión de los circuitos integrados de administración de energía para Figura 1. Diagrama de bloques general de un dispositivo implantable con batería. Resumen: Este artículo tiene como objetivo revisar las arquitecturas recientes de unidades de administración de energía para la recolección de energía basada en ultrasonido, centrándose al mismo tiempo en dispositivos médicos implantables sin batería. En tales sistemas, la sostenibilidad energética se basa en dispositivos piezoeléctricos y un circuito de gestión de energía, que representa un componente clave ya que maximiza la energía extraída de los dispositivos piezoeléctricos y la entrega a los otros componentes básicos del dispositivo implantado. Dado que el presupuesto de energía está fuertemente limitado por las dimensiones del recolector de energía piezoeléctrico, la complejidad de las topologías se ha incrementado poco a poco para lograr una mayor eficiencia energética también en condiciones operativas difíciles. En este sentido, el trabajo presentado consiste en una presentación exhaustiva de los principales bloques de una unidad genérica de gestión de energía para captación de energía basada en ultrasonidos y sus principios operativos, una revisión del estado de la técnica y un estudio comparativo del rendimiento alcanzado por la soluciones consideradas. Finalmente, se proporcionan pautas de diseño que permiten al diseñador elegir la mejor topología de acuerdo con las especificaciones de diseño dadas y la tecnología adoptada. Palabras clave: recolector de energía; Convertidor CA-CC; dispositivos médicos implantados; sistemas sin baterías; circuito integrado de administración de energía Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica e Informática, Universidad de Catania, Viale A. Doria, 6, 95125 Catania, Italia; bottaro.michele@gmail.com (MB); alfiodario.grasso@unict.it (ADG) Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487. https://doi.org/10.3390/app11062487 * Correspondencia: andrea.ballo@unict.it https://www.mdpi.com/journal/applsci Licencia de atribución (CC BY) (https:// creativecommons.org/licenses/by/ Ciencias Aplicadas Ciencia. 2021, 11, 2487. https:// doi.org/10.3390/app11062487 Licenciatario MDPI, Basilea, Suiza. Editor académico: Eyad H. Abed distribuido bajo los términos y Este artículo es un artículo de acceso abierto. Recibido: 1 de febrero de 2021 condiciones de los Creative Commons Cita: Ballo, A.; Bottaro, M.; Aceptado: 6 de marzo de 2021 Publicado: 10 de marzo de 2021 Grasso, AD Una revisión del poder Nota del editor: MDPI se mantiene neutral con respecto a reclamos jurisdiccionales en mapas publicados y afiliaciones institucionales. Circuitos integrados de gestión para la recolección de energía basada en ultrasonidos en dispositivos médicos implantables. Aplica. iaciones. 4.0/). Copyright: © 2021 por los autores. Comprende bloques de circuitos para detección/actuación, procesamiento de señales, comunicación (dispositivo transmisor) y gestión de energía, así como para almacenamiento de energía (normalmente implementado). Machine Translated by Google Figura 2. Diagrama de bloques de un dispositivo implantable con recolección de energía. Para ello, se prefieren los condensadores simples a las baterías debido a su superioridad en términos de ciclo de vida y compacidad. Por tanto, para dispositivos implantables, la batería no es adecuada por sus dimensiones invasivas y su vida útil limitada. Además, las baterías requieren una nueva operación quirúrgica para ser reemplazadas o deben recargarse mediante un sistema inalámbrico [1,2]. Para solucionar estos problemas, se adopta la idea de recuperar energía del medio ambiente. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 2 de 21 En la Figura 2 se muestra un sistema que explota esta técnica, normalmente denominada en la literatura recolección de energía. La energía recuperada de la luz, las vibraciones o los gradientes de temperatura permite extender la vida útil del sistema reduciendo la capacidad de la batería o incluso eliminándola [ 3– 10]. Los sistemas sin batería permiten una vida útil más larga y potencialmente ilimitada, un tamaño reducido, una biocompatibilidad mejorada y un mayor respeto al medio ambiente. Sin embargo, un IMD basado en la recolección de energía aún requiere el uso de un dispositivo de almacenamiento de energía para permitir que los sistemas funcionen incluso cuando no se puede recolectar energía del recolector de energía. En este caso, normalmente no es posible la conexión directa entre el recolector de energía y el dispositivo de almacenamiento de energía y la unidad de gestión de energía es la encargada de gestionar su carga/descarga. Mencionado por una batería). Aunque la potencia requerida por un IMD es contenida, los métodos para proporcionar energía a este tipo de dispositivos electrónicos representan el cuello de botella de su difusión. De hecho, el progreso tecnológico de las baterías no tiene una tendencia similar al escalamiento de los transistores semiconductores, por lo que los dispositivos son mucho más pequeños que la batería necesaria para su funcionamiento, limitando el volumen mínimo del dispositivo implantado. Los métodos para proporcionar energía a los IMD se pueden clasificar en dos tipos, a saber, el tipo interno y el tipo extracorporal. Las fuentes de energía internas provienen del cuerpo humano. Algunos ejemplos son las vibraciones recopiladas de los movimientos del paciente, la actividad respiratoria y los latidos del corazón a través de dispositivos piezoeléctricos, o los gradientes de temperatura entre el interior del cuerpo, la piel y el aire que se convierten en voltaje mediante generadores termoeléctricos (TEG) [11-13]. Desafortunadamente, estas fuentes internas proporcionan niveles de potencia extremadamente bajos e impredecibles que impiden su adopción en la mayoría de las aplicaciones [14-16]. Los marcapasos, por ejemplo, demuestran claramente tal limitación teniendo en cuenta que su volumen total, dominado por la batería, apenas ha cambiado a lo largo de décadas de evolución. En la entrega de energía fuera del cuerpo, una fuente de energía externa se acopla al recolector de energía implantado dentro del cuerpo, que cargará un dispositivo de acumulación ( batería recargable o, más frecuentemente, un condensador) o alimentará directamente los IMD . 5,17]. La alimentación externa se puede proporcionar mediante radiofrecuencia, inducción electromagnética u ondas de ultrasonido (EE.UU.). Entre estos sistemas de transferencia de energía, solo las ondas estadounidenses tienen la capacidad de permitir la transferencia simultánea de energía y datos en dispositivos de tamaño mm implantados profundamente (>2 cm) [18-21]. De hecho, la intensidad promedio temporal máxima espacial (o ISPTA, por sus siglas en inglés) permitida por la Administración de Alimentos y Medicamentos de los Estados Unidos es de 7,2 mW/mm2 para aplicaciones de diagnóstico en los EE. UU., mientras que el límite de exposición para los sistemas electromagnéticos (EM), establecido por la Comunidad Federal Comisión de Cationes e IEEE, es sólo de 10 a 100 µW/mm2 [22]. Como resultado, se puede transmitir aproximadamente dos órdenes de magnitud de potencia mayor utilizando EE. UU., lo cual es particularmente útil para IMD profundos. Además, debido a que las ondas acústicas no interactúan directamente con las ondas EM, no son tan susceptibles a la interferencia EM ni afectan significaMachine Translated by Google Como se muestra en la Figura 4, un circuito integrado de administración de energía (PMIC) típico consta de un convertidor CA-CC y un convertidor de potencia, cuyo voltaje de salida se controla para proporcionar un valor de voltaje CC específico. Dado que los dispositivos piezoeléctricos a menudo se eligen entre los disponibles comercialmente, la arquitectura del PMIC es el principal factor de diversificación entre los diversos IMD propuestos. En décadas de evolución, la topología PMIC se ha vuelto más compleja para cumplir con las especificaciones cada vez más estrictas impuestas por las miniaturizaciones de dispositivos y las limitaciones de energía ultrabaja. El fenómeno piezoeléctrico fue descubierto en 1880 por los físicos franceses Jacques y Pierre Curie [24]. Descubrieron que ciertos materiales generan una polarización eléctrica proporcional a una tensión mecánica aplicada a través del efecto piezoeléctrico (Figura 3). de los alrededores. Por último, las ondas estadounidenses tienen longitudes de onda más pequeñas en el tejido (p. ej., ~1,5 mm a 1 MHz) y una baja atenuación en el tejido (~0,5–1 dB/cm/MHz), lo que permite un enfoque altamente directivo hasta puntos milimétricos a grandes profundidades y altos niveles acústico-eléctricos. eficiencia con receptores de tamaño submilimétrico [19,23]. La adopción de sistemas de recolección de energía en Estados Unidos se basa en dispositivos piezoeléctricos. Cuando se aplica una fuerza externa, se generan superficies cargadas positivas y negativas, llamadas superficies polares. El potencial piezoeléctrico creado por estas superficies polares se puede utilizar para impulsar electrones en un circuito externo, logrando la conversión de energía mecánica en electricidad. Durante el funcionamiento de los dispositivos piezoeléctricos, se deben mantener las superficies polares para generar continuamente energía eléctrica. Para este fin, las ondas estadounidenses son el medio más utilizado para inducir una tensión en el material piezoeléctrico. Por tanto, el voltaje de salida de un transductor piezoeléctrico resulta ser un voltaje CA. La frecuencia de la onda estadounidense se iguala a la frecuencia de resonancia del transductor, que es inversamente proporcional a su tamaño. Como se mencionó anteriormente, desde un punto de vista eléctrico, un dispositivo piezoeléctrico genera un voltaje de CA. Por lo tanto, se requiere un sistema que proporcione conversión CA-CC para proporcionar un suministro de CC a los sistemas electrónicos del IMD. Al mismo tiempo, debido a una posible desalineación entre el generador externo y el transductor interno, la amplitud del voltaje de salida podría variar de manera impredecible y, en consecuencia, no es adecuado alimentar directamente los circuitos. El voltaje de salida del rectificador siempre es menor que el voltaje máximo de entrada, por lo tanto, puede ser demasiado bajo para alimentar cualquier sistema electrónico. Para solucionar este problema es necesario un convertidor elevador. El convertidor elevador CC-CC de la Figura 4 se puede implementar utilizando topologías de inductor conmutado (SI) o condensador conmutado (SC). Los convertidores SI son adecuados para aplicaciones que requieren alta potencia pero requieren componentes fuera del chip voluminosos (inductores y/o transformadores), lo que resulta en un aumento del costo de todo el sistema. Además, los componentes magnéticos reducen fuertemente la escalabilidad y la compacidad del IMD, lo que lo hace inadecuado para aplicaciones que requieren sistemas mínimamente invasivos con un factor de forma de escalaPor otro lado, en aplicaciones de área baja y baja potencia, los convertidores SC representan una mejor Figura 3. Concepto de piezoelectricidad. 3 de 21 Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 Machine Translated by Google Para convertir el voltaje de CA en voltaje de CC se requiere un circuito (llamado rectificador). No obstante, esta topología aumenta la resistencia de conducción, lo que a su vez aumenta la tensión de caída directa. La elección de un diodo específico depende principalmente de la Figura 4. Diagrama de bloques simplificado de un circuito integrado de administración de energía para recolección de energía basada en ultrasonido . Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 4 de 21 Una alternativa, ya que son susceptibles de integración total en el chip. Los convertidores SC con una ganancia de voltaje superior a uno se denominan en la literatura multiplicadores de voltaje o bombas de carga (CP) [6,26-28]. Las topologías convencionales de bombas de carga monolíticas son las lineales conocidas como bombas de carga Dickson y Cockcroft-Walton, las cuales están compuestas por diodos MOSFET y capacitores sincronizados por un generador de reloj bifásico. En estas topologías, un aumento de la potencia de salida requiere un aumento del valor de capacitancia de cada etapa. Por lo tanto, continuamente se estudian e introducen en la literatura nuevos esquemas destinados a reducir el área de silicio que ocupan y mejorar su eficiencia energética [6]. Teniendo esto en cuenta, este documento tiene como objetivo proporcionar una visión profunda de los sistemas de recolección de energía de las olas estadounidenses destinadas a alimentar los IMD. Esto se permite analizando las restricciones de diseño y las topologías básicas utilizadas para satisfacer las especificaciones requeridas por la aplicación y revisando el estado del arte. El trabajo está organizado de la siguiente manera. La segunda sección brinda información sobre el principio de funcionamiento y la topología de los circuitos convencionales utilizados para rectificar la señal de CA emitida por el dispositivo piezoeléctrico. En la tercera sección, se revisa el estado del arte de los PMIC para los IMD y en la sección cuatro se presenta la comparación de desempeño. Finalmente, algunas conclusiones cierran el artículo. Los elementos básicos de un rectificador son los diodos, históricamente realizados con uniones PN, pero también pueden implementarse mediante el uso de transistores (es decir, transistores conectados por diodos, diodos PMOS y diodos NMOS). Estos diodos se fabrican conectando la compuerta y el drenaje del transistor y la corriente fluye como lo indica la flecha. Este tipo de diodo puede exhibir una corriente de fuga relativamente alta cuando se realiza mediante un transistor de canal corto; por lo tanto, para reducir la fuga inversa, se puede adoptar un diodo CMOS compuesto [29]. 2. Topologías convencionales para la conversión CA-CC Como se mencionó anteriormente, los sistemas de interés recolectan energía por medio de un transductor piezoeléctrico, que convierte ondas de ultrasonido (EE.UU.) en cantidades eléctricas alternativas, voltaje y corriente. Para los dispositivos médicos, los límites de la Administración de Alimentos y Medicamentos (FDA) para la transmisión de energía al tejido en EE. UU. son inferiores a 7,2 mW/mm2 . Por lo tanto, con los requisitos de tamaño compacto, la energía inducida por fuentes estadounidenses resulta limitada en el orden de unos pocos milivatios. Normalmente, las atenuaciones debidas al vínculo estadounidense (en este caso, tejidos humanos) reducen aún más estos valores. Por lo tanto, el sistema requiere una conversión muy eficiente de voltaje CA a CC y un regulador para alimentar los circuitos funcionales biomédicos. Machine Translated by Google Figura 5. Esquemas de (a) el rectificador de media onda y (b) el rectificador de onda completa. Figura 6. Rectificador cruzado [6]. características de la tecnología adoptada, la amplitud mínima de la señal de entrada y los costos de realización. Sin embargo, el diodo basado en MOS, en su versión simple o compuesta, parece ser una compensación válida en muchos casos y es el dispositivo ampliamente adoptado en los convertidores CACC. El rectificador de acoplamiento cruzado se usa ampliamente por sus características de conmutación automática y de bajo voltaje. Para voltaje de entrada alto VAC, los transistores MOS actuarán como interruptores con baja resistencia de encendido para la rectificación y se minimiza la caída de voltaje directo. Sin embargo, puede ocurrir una corriente de fuga alta si el voltaje de entrada, durante los instantes de transición, es demasiado alto porque el PMOS y el NMOS se encenderán simultáneamente, cortocircuitando los dos rieles de suministro. Este rectificador funciona eficientemente con voltaje de entrada bajo, también por debajoLas principales topologías de rectificadores se clasifican en rectificadores pasivos y activos. En los rectificadores pasivos, los transistores funcionan como diodos simples, mientras que en los rectificadores activos se agregan circuitos auxiliares para disminuir la caída de voltaje y mejorar el rendimiento de los transistores utilizados como diodos. En la Figura 5 [29] se muestran dos topologías de rectificadores pasivos tradicionaleCentrándonos en la Figura 5a, en el primer medio ciclo, VAC es positivo y el diodo D1 conducirá cuando VAC1 supere el voltaje de salida de CC VDC. Durante la segunda mitad del ciclo, VAC es negativo y D1 seguramente tiene polarización inversa. Por lo tanto, este circuito entrega corriente desde la fuente de CA a la salida de CC, como máximo, durante un medio ciclo, por eso se le llama rectificador de media onda. Por otro lado, en el rectificador que se muestra en la Figura 5b, durante el primer medio ciclo, los diodos D1 y D4 conducirán cuando VAC sea mayor que VDC. En el siguiente medio ciclo, D2 y D3 conducirán cuando el voltaje VAC2 - VAC1 sea mayor que VDC. Por lo tanto, este circuito entrega corriente a la salida dos veces por ciclo; se denomina rectificador de onda completa. Estas soluciones de rectificadores son muy simples pero tienen un alto voltaje de caída y requieren un voltaje de entrada mayor que uno o dos voltajes umbral. Otro rectificador pasivo es la topología Cross Coupled, cuyo diagrama simplificado se muestra en la Figura 6 [29]. 5 de 21 Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 Machine Translated by Google El rectificador activo que se muestra en la Figura 7 tiene la misma estructura que el rectificador pasivo de onda completa , pero los diodos se reemplazan por diodos activos. Los diodos activos son esencialmente MOSFET controlados por comparadores. El principio de funcionamiento del rectificador activo de onda completa se puede describir de la siguiente manera. Supongamos que el proceso comienza con VAC1 bajando y VAC2 subiendo. Cuando VAC2 − VAC1 > VTH,P (voltaje umbral de MP1,2), MP1 se enciende y por lo tanto VAC2 = VDC. Luego, VAC1 oscila por debajo del voltaje de tierra, el comparador CMP1 enciende el interruptor MN1 y IAC1 carga VDC a través de la fuente de CA. Cuando VAC1 oscila por encima de cero, CMP1 apaga M1 , finalizando medio ciclo del período de rectificación de onda completa. Durante la siguiente mitad del ciclo de entrada de CA, la otra mitad del circuito de rectificación conducirá de manera similar a la descrita anteriormente. Los diodos activos no exhiben el gran voltaje de caída directa de los diodos convencionales y previenen la corriente de fuga inversa. Sin embargo, la implementación de un diodo activo implica un área adicional y un consumo de energía para los comparadores. Además, sufren en el arranque con voltaje de entrada bajo porque, generalmente, el comparador se alimenta con el voltaje de salida del rectificador. el nivel de tensión umbral. En tal caso, las corrientes inversa y de cortocircuito se reducen extremadamente, pero la resistencia de encendido aumenta, lo que hace que el rectificador sea útil para aplicaciones de muy baja potencia (por ejemplo, niveles de potencia inferiores a µW ). Si el voltaje de entrada es mayor que el voltaje umbral de los transistores, la corriente de fuga se vuelve relevante y la eficiencia disminuye, pero el canal se vuelve más conductivo, lo que disminuye la resistencia de encendido y permite operaciones de nivel de potencia de mW. Al igual que con las topologías de rectificador, los diodos a menudo se reemplazan por diodos activos y pasivos basados en MOS [6]. Las señales que sincronizan el circuito, denominadas VCK y VCK en la figura, se pueden generar internamente en los IMD, por ejemplo utilizando un oscilador controlado, o pueden ser proporcionadas directamente por el transductor. En el primer caso, Dickson CP es la topología ampliamente adoptada y actúa como convertidor elevador CC-CC, además, para disminuir el valor de capacitancia del capacitor de bombeo, C, y mejorar el PCE, cuadrado de contrafase de alta frecuencia. -Se utilizan señales de ondas. En el segundo caso, donde la frecuencia de la señal de reloj la impone el transductor piezoeléctrico adoptado, el más adoptado es Cockcroft-Walton CP, e implementa la conversión CA-CC. Como ya se mencionó, el voltaje de salida del transductor o del rectificador puede ser demasiado bajo para alimentar directamente cualquier sistema electrónico. Una posible solución es explotar bloques que aumenten el voltaje al nivel necesario (por ejemplo, multiplicadores de voltaje o bombas de carga). Dicho circuito puede constituir un bloque de construcción diferente de la cadena de conversión o reemplazar el rectificador, actuando como un convertidor elevador CA-CC [8,30,31]. La Figura 8 muestra los esquemas simplificados de los circuitos de bombas de carga más utilizados. Figura 7. Rectificador activo de onda completa con diodo activo NMOS. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 6 de 21 Machine Translated by Google Se han propuesto muchas soluciones en la literatura para mejorar el desempeño del PMIC para IMD. Dado que el voltaje de salida del transductor es una señal de CA cuya frecuencia varía desde algunos kHz hasta aproximadamente 30 MHz [5], se podrían adoptar topologías de convertidores CACC aprovechadas para la recolección de energía de radiofrecuencia dentro del rango de baja frecuencia (por ejemplo, por debajo de 100 MHz) . Por este motivo, en esta revisión también se incluyen algunos trabajos basados en la captación de energía por radiofrecuencia. Además, aunque todas las soluciones analizadas en este artículo son igualmente interesantes, en aras de la concisión sólo se consideran las topologías adecuadas para la recolección de energía ultrasónica. Figura 8. Esquemas simplificados de las bombas de carga Dickson (arriba) y Cockcroft-Walton. Figura 9. Diagrama de bloques del sistema propuesto en [34]. Reproducido con autorización de T. Maleki, IEEE Transaction on Biomedical Engineering; publicado por IEEE, 2011. Vale la pena señalar que también la estructura de acoplamiento cruzado se puede aprovechar para realizar diodos para CP [32,33]. Básicamente son inversores con configuración de enclavamiento con VOUT similar a las bombas de carga de doble rama [6], pero las capacitancias de bombeo de una sola etapa se reducen a la mitad. Estas estructuras de doble compensación introducen muchos beneficios similares a las estructuras de doble rama. Mejora la eficiencia del bombeo y reduce las ondulaciones en el voltaje de salida. Además, mientras que en un Dickson CP la caída de voltaje en cada interruptor es igual al voltaje umbral del diodo, VTH, en la bomba de carga con acoplamiento cruzado la caída de voltaje es igual al voltaje de drenaje a fuente VDS, que es menor que VTH. El voltaje de salida de la bomba de carga depende de la potencia requerida por la carga, por lo tanto este voltaje puede cambiar dinámicamente. Para evitar cambios en este voltaje, se puede implementar algún tipo de control de retroalimentación . Las principales técnicas de control basadas en modulación de frecuencia, modulación de ancho de pulso y modulación de amplitud de la señal de reloj, se analizan en profuAplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 7 de 21 3. Lo último en convertidores CA-CC Como primer ejemplo, Maleki et al., en [34], presentaron un microgenerador de oxígeno implantable (IMOG) impulsado por ultrasonidos que es capaz de oxigenar tumores in situ mediante electrólisis del agua. Se empleó alimentación ultrasónica inalámbrica (2,15 MHz) para aumentar la profundidad de penetración y eliminar la sensibilidad direccional asociada con los métodos magnéticos. El diagrama de bloques del sistema general se muestra en la Figura 9. En este caso, el receptor está constituido por un rectificador pasivo de onda completa, un filtro y electrodos interdigitados que actúan como microgenerador de oxígeno. Aunque se informa un voltaje de salida de hasta 6,4 V y una corriente de salida igual a 300 µA [34], el rendimiento del sistema está limitado principalmente por el rectificador pasivo. Machine Translated by Google Huang et al. propuso un sistema rectificador genérico para implantes biomédicos [35]. Como se muestra en la Figura 10, el rectificador de onda completa está compuesto por dos diodos PMOS de acoplamiento cruzado y dos diodos NMOS activos. En comparación con la topología clásica, implementa una calibración de encendido/apagado NMOS en tiempo real para garantizar que el rectificador siempre funcione en condiciones casi óptimas con eliminación del retardo del circuito en diferentes esquinas (proceso, voltaje y temperatura) y condiciones de carga, por lo tanto tanto la eficiencia de conversión de energía (PCE) como la relación de conversión de voltaje (VCR) mejoran significativamente. Además, también se introduce el tamaño adaptable de NMOS para la optimización de PCE en un amplio rango de carga. Sin embargo, este sistema funciona a 13,56 MHz y requiere un voltaje de entrada relativamente alto (de 1,2 VEl instante de encendido, definido como el momento en que se enciende el diodo activo, puede afectar la conducción cruzada de los MOSFET que constituyen un solo tramo (por ejemplo, los transistores MN1 y MP2 o, alternativamente, MN2 y MP1, que constituyen una sección vertical). de la Figura 7). Este tiempo debe calibrarse para evitar cualquier intervalo de tiempo en el que los transistores del mismo tramo estén encendidos simultáneamente. En una implementación sencilla, basta con asegurarse de que el diodo activo conmute cuando se corta el MOSFET complementario. Contextualmente, el ángulo de conducción, definido por la porción angular efectiva de la señal de entrada que se convierte, debe mantenerse lo más amplio posible para preservar la mayor transferencia de potencia. Por lo tanto, las soluciones de esta manera se pueden categorizar en función de la estrategia adoptada para modular el instante de encendido y el ángulo de conducción. A modo de ejemplo, algunos trabajos introdujeron arquitecturas donde se insertan células de retardo auxiliares con el objetivo de ajustar los tiempos en los que los MOSFET tienen que pasar de corte a conducción, y viceversa [36]. Se puede obtener un efecto similar actuando sobre el umbral efectivo del comparador. Esto se puede hacer agregando un generador de voltaje en serie con uno de los terminales de entrada o diseñando el par diferencial interno de forma asimétrica. Entre las topologías que explotan estas estrategias de diseño, se encuentran las presentadas en [37-39]. Vale la pena señalar que muchas de las soluciones propuestas en la literatura adoptan CA-CC con al menos un par de diodos activos, tipo NMOS o PMOS, porque permiten reducir en gran medida las pérdidas de corriente inversa y de cortocircuito, que son las Principales inconvenientes de la estructura de acoplamiento cruzado convencional (es decir, corrientes que fluyen desde la salida a tierra cuando los transistores se apagan o encienden simultáneamente). Continuamente se han introducido versiones mejoradas de diodos activos con el objetivo de aumentar aún más la eficiencia energética de todo el convertidor. Generalmente, tres aspectos, a saber, el instante de encendido, el ángulo de conducción y la conductividad del canal MOSFET, afectan principalmente al PCE. Ambas estrategias actúan de manera similar sobre las características eléctricas del MOSFET y pueden ser Figura 10. Rectificador propuesto en [35]: (a) diagrama de bloques simplificado; (b) estrategia de control; (c) esquema detallado de las calibraciones de encendido/apagado en tiempo real para un lado del rectificador. Reproducido con autorización de C. Huang, IEEE Journal of Solid-State Circuits; publicado por IEEE, 2016. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 8 de 21 Por otro lado, la modulación de la conductividad del canal puede ser una estrategia efectiva para aquellas aplicaciones cuya amplitud de la señal de entrada es menor que un voltaje umbral convencional (aproximadamente 600 mV). A menudo se aprovechan las técnicas de arranque del terminal de puerta y/o polarización del cuerpo para controlar la conductividad del canal de los MOSFET interesaMachine Translated by Google En [31], se muestra cómo los circuitos de bomba de carga de CA-CC se pueden diseñar de manera óptima para tener el área de circuito mínima para la recolección de energía de vibración de factor de forma pequeño. El sistema propuesto (Figura 12) estuvo compuesto por un convertidor AC-DC pasivo de acoplamiento cruzado sin filtro, cuya señal de salida rectificada alimenta un oscilador en anillo controlado por corriente y un Dickson CP, cuyos diodos fueron implementados por diodos CMOS compuestos. La frecuencia de las señales de reloj era mayor que la de la señal de entrada, de tal manera que las capacitancias de bombeo se pueden reducir y la corriente de salida aumenta considerablemente con respecto a los CP para la conversión CA-CC presentes en la literatura. Figura 12. Diagrama del sistema del rectificador propuesto en [31]. Figura 11. Diagramas de bloques simplificados de diodos activos modificados: convencional (a), con instante de encendido mejorado y ángulo de conducción mediante celda de retardo (b) y desplazamiento de voltaje umbral (c), bootstrap (d) y polarizado por el cuerpo (e ). Como se puede ver en la Figura 13, el transistor de salida utilizado para regular el voltaje de salida en un regulador lineal también se utiliza como rectificador pasivo. Para lograr la rectificación sin activar el transistor bipolar parásito del transistor de salida, se utiliza un rectificador auxiliar para polarizar el terminal principal del transistor de salida. 9 de 21 Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 Lee propuso una técnica que combina un rectificador pasivo y un regulador lineal sin utilizar un comparador (llamado prectulator) [43]. Dado que no existe limitación de velocidad debido al comparador, la técnica propuesta puede operar con señales de entrada de alta frecuencia. Se utiliza para mejorar la conducción y/o reducir las pérdidas inversas [40-42]. En la Figura 11 se recogen diagramas de bloques simplificados de las soluciones arquitectónicas que acabamos de mencionar . Machine Translated by Google Método convencional Appl. Ciencia. 2021, 11, 2487 10 de 21 Figura 13. Prectulador de duplicación de tensión propuesto en [43]. Reproducido con autorización de E. KF Lee, Actas del IEEE; publicado por IEEE, 2015. con autorización de J. Chartad, IEEE Journal of Solid-State Circuits; publicado por IEEE, 2015. Figura 14. Arquitectura híbrida de dos caminos del circuito de recuperación de energía propuesto en [44]. Reproducido NMOS de acoplamiento cruzado y diodo PMOS activo con un comparador simple. El camino auxiliar (1+RT1/RT2)VTref esta arquitectura como se aumenta observa con en Pout,dc. las simulaciones. Para baja Este potencia PCE de de inicio entrada para disponible, Pout,dc es bajo, t rango máximo de voltaje de entrada de CA para alimentado desde , genera un riel de CC constante en camino que consiste en un duplicador de voltaje push-pull que genera Paralelamente al camino principal, implementamos una alimentación auxiliar. un riel de CC auxiliar para alimentar conectores de baja potencia. Tificadores y límite de tensión de ruptura. Interfaz del receptor componente de la resistencia de entrada El circuito de recuperación de energía es de aproximadamente Se requiere un segundo circuito de gestión, junto Alta frecuencia de conmutación (30 MHz) para reducir el tamaño de los condensadores de acoplamiento. En este camino, el voltaje de entrada de CA se rectifica primero a un voltaje de CC usando un rectificador activo de onda completa. Luego se utiliza un duplicador de voltaje de alta frecuencia para duplicar este Carril de CC, para alimentar de forma fiable los circuitos de transulación de datos necesarios en la mayoría de los implantes. . (1) Diseño original, nuestro objetivo es una regulación de 1 V y una curva de salida de CC máxima, es decir, una potencia de carga de CC máxima. cuit es de 0,6 a 1,1 V, según el umbral voltaje a . Posteriormente, un regulador de baja caída (LDO), (b) (C) disipación en el LDO y otros bloques de circuitos. n-preculador preculador p IEEE JOURNAL DE CIRCUITOS DE ESTADO SÓLIDO, VOL. 50, NO. 8 DE AGOSTO DE 2015 FBT FBB ARQUITECTURA DE RECUPERACIÓN Fig. 5. Arquitectura híbrida de dos vías del circuito de recuperación de energía. CB1 CB2 CB1 Fig. 2: (a) diseño conceptual del prectulador y diseño del rectificador auxiliar basado en (b) diodo Schottky y (c) realización de MOS En el p-prectulator, durante el arranque con aplicación inicial de VAC , el voltaje de compuerta de MT2, VGT2, es ~0V. Cuando MT2 es un sistema implantable para alimentación y transmisión de datos se propone en [44] Diseño del regulador desde la entrada de CA, como se muestra en la Fig. 3. o y n-preculador, e VTref y VBref son un proceso, Schottky liza los amplificadores auxiliares: AT y es (VDD, tierra y fiadores. Para extender el drenaje a la fuente MB1 se agregan . Sin embargo, en trabajos futuros, se agregan fuente de voltaje, recuperación, procesamiento de datos y módulo de VAC, MT1 está habilitado para lograr una conexión inalámbrica completa. para IL grande como se discutió en la Sección 2. También pueden ocurrir situaciones de saturación similares con MB2 en el n-prectulator. activado para aumentar VAC, VOP se puede cargar a un voltaje (Figura 14). Este sistema emplea dos caminos rectificadores, a saber, el principal y el auxiliar. T1 y MT2 solo ven superior a principal uno |VTP| se sobre encuentra el suelo. el rectificador Por tanto, principal MTP puede (Figura ser un 15a), camino. un Dick En de la acoplamiento ruta cruzado CC-CC sobreaccionado bomba y de un carga flujode (Figura corriente 15b) de y un regreso regulador de VOP (Figura a VAC 15c). puede El rectificador ocurrir en principal la se realiza mediante Para detectar situaciones saturadas en MT2 en la Fig. 3, se agrega MT3 en el ppreculator. Cuando ocurren situaciones de sobreexcitación, VGT2 es menor que VOP – |VTP|. Por lo tanto, MT3 se encenderá y circuito propuesto en [6] fluirá desde VAC para VAC < VOP. Como resultado, no se puede cobrar más VOP . se utiliza para alimentar un oscilador en anillo y un circuito generador de polarización. Además , para VOP < (1+RT1/ RT2)VTref, AT intentará aumentar los mínimos trabajando a alta frecuencia, reduciendo así el tamaño de los condensadores. El rectificador del Fig. 3: Prectulador de duplicación de voltaje propuesto El voltaje umbral promedio IO, IOavg, está determinado por E. Se supone que VG iguala el voltaje de entrada, Vref, considerando MPR. VOP manteniendo VGT2 a ~0V. Por lo tanto, el VOP quedará atrapado debajo de la ruta auxiliar que es un duplicador de voltaje en contrafase (Figura 15d). Para una alta potencia de entrada disponible, La situación resulta es similar en una a menor la situación eficiencia de sobreexcitación de rectificación del porque MRP el en PCE la Fig. está 2, limitado lo que por la potencia de reposo. Regulador que tiene técnicas para ectulador lineal. Para VAC < > VO – |VTP|. Esto divide MPR en un triodo superior a VO. Cambio de VG cuando se analiza a continuación. MB1 VOP RB1 MT1 ECA CCT VOM VTref VACACIONES AB MB2 Vbref VACACIONES EN IOVB DB OP CTB2 OM VDD RT2 IOVT RB2 CBB1 CTB1 VGT2 VSS CBB2 GB DT VACB MT2 MB3 GT VGB2 RT1 RCB CCB MT3 produzca una salida gativa regulada, VOM, OC, igual a VOP - e que se muestra en la Fig. 2a. l a (1+RT1/RT2)VTref Machine Translated by Google Sin embargo, esta solución funciona en un rango de voltaje de entrada de 1,9 V a 3,5 V. La solución propuesta en [46] consiste en el rectificador de modo dual, que se muestra en la Figura 16, para funcionar bien en un amplio rango de voltaje de CA de entrada y muchos bloques para mejorar el PCE. Esta topología resuelve el problema durante el arranque y para baja potencia de entrada con un rectificador pasivo de acoplamiento cruzado para alta potencia de entrada se utiliza un rectificador de diodo activo. (mi) Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 11 de 21 Figura 15. Circuitos de recuperación de energía en la ruta de energía principal [44]: (a) rectificador activo de onda completa y el comparador utilizado en el diodo PMOS activo; (b) duplicador de voltaje de alta frecuencia; (c) circuito LDO y generación de la señal POR; (d) Circuito duplicador de voltaje push-pull utilizado en la ruta de energía auxiliar; (e) Circuito de protección contra sobretensión para carril VDC2 . Reproducido con autorización de J. Chartad, IEEE Journal of Solid-State Circuits; publicado por IEEE, 2015. Figura 16. Rectificador de modo dual para transductor de PE propuesto en [46]. Reproducido con autorización de M. Shim, IEEE Journal of Solid-State Circuits; publicado por IEEE, 2015. En [45], se presenta un PMIC que adopta un rectificador CMOS de onda completa (diodo activo NMOS y PMOS de acoplamiento cruzado) para convertir voltaje de CA a CC y un regulador CC-CC de condensador conmutado de relación múltiple recientemente desarrollado para proporcionar una Tensión de salida regulada. (d) 2370 REVISTA IEEE DE CIRCUITOS DE ESTADO SÓLIDO, Machine Translated by Google Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 12 de 21 sesgo votar sesgo sesgo sesgo votar sesgo sesgo Por este motivo, la réf. [41] propone una topología de rectificador (Figura 19) donde el nivel de voltaje de encendido/apagado del rectificador se controla aplicando un voltaje de polarización independiente a los transistores NMOS. Al mismo tiempo, esta solución requiere un voltaje de entrada alto (de 1,6 V a 3,6 V). En [47], se presenta un rectificador de onda media/completa (Figura 17) basado en un selector de máximo, que se basa en un comparador impulsado por masa. Esta técnica es de muy baja potencia, Los rectificadores activos aprovechan un comparador rápido para controlar directamente la puerta de los transistores PMOS para reducir la fuga de corriente inversa desde la carga de salida a la entrada. En la topología de acoplamiento cruzado estándar, se aplica voltaje de entrada de onda completa entre la puerta y la fuente de todos los transistores. En consecuencia, los transistores PMOS y NMOS se encenderán/apagarán aproximadamente al mismo tiempo, lo que crea una ruta de fuga desde la carga hasta la fuente. Para evitar corrientes de fuga, el rectificador solo debe encenderse cuando el voltaje de entrada sea mayor que el voltaje de carga. En [48] se propone un rectificador activo de media onda . La figura 18 muestra el diagrama del circuito del rectificador activo de media onda de una sola etapa compuesto por un rectificador de arranque, un rectificador de media onda, un comparador, un buffer y un interruptor de encendido. Inversor Fig. 3. Rectificador de media onda (a) y onda completa (b) BD-WTA. Fig. 4. Inversor MOS simple. 3. Rectificador LV LP basado en BD WTA Vin1 ¼ Vbias þ V w Vout ¼ ð8Þ . pecado ωt; Vin14Vbias Entonces, para Vout¼Vin1 de media onda positiva o Vin1oVbias de media onda negativa , entonces Vout¼Vbias. De esta forma se obtiene un rectificador de media onda. La figura 3 (b) muestra la topología del circuito del rectificador de onda completa, que consta de BD-WTA con circuito de polarización y un inversor MOS simple. El circuito de un inversor analógico simple se presenta en la Fig. 4. La señal sinusoidal Vin1 ¼ Vbias þ Vm sinωt todavía se aplica a Rectificación para amplitud de entrada de 200 mV. La compensación de voltaje es de solo 0,026 mV y las pendientes positiva y negativa de la característica de señal grande son 0,997 y 0,994, respectivamente. Cabe señalar aquí que la diferencia entre dos características para Vin por debajo de 100 mV se debe a la limitación del inversor simple. ( La figura 3 (a) muestra el rectificador de media onda basado en el circuito BD-WTA. En la entrada in1 se aplica la señal sinusoidal Vin1 ¼ Vbias þ Vm sin ωt y en la entrada in2 solo se aplica el voltaje constante Vbias , donde Vm es la amplitud de entrada. Para una oscilación de entrada máxima, el voltaje Vbias se puede elegir igual a VDD/2. Por tanto, se compara la señal sinusoidal Vin1 ¼ Vbias þ Vm sinωt con la Vbias , y la tensión de salida vendrá dada por: - Figura 17. Rectificador de media onda (a) y onda completa (b) BD-WTA propuestos en [47]. Reproducido con autorización de F. Khateb, Microelectronics Journal; publicado por Elsevier, 2013. Figura 18. Diagrama de circuito del rectificador activo de una etapa realizado en [48]. Reproducido con autorización de F. Mazzilli, IEEE Transactions on Biomedical Circuits and Systems; publicado por IEEE, 2014. VDD outinv ininv M12 M13 t t V En 1 V Vin1=Vbias+Vmsin t t BD-WTA sale en 2 V V Vin2=Vsbiado En 1 V t BD-WTA sale en 2 t t Vin1=Vbias+Vmsin t V sesgo ; Vin1 ≤Vsesgo metro El sistema funciona para un amplio rango de voltaje de entrada, con un valor mínimo igual a sin embargo funciona por debajo de varias decenas de kilohercios. 1 V. Sin embargo, la gran cantidad de bloques auxiliares necesitan energía de entrada adicional. Machine Translated by Google Gama con alta eficiencia de conversión de energía. rango de entrada, con un valor máximo igual al 64,4%. suelo. En la mitad positiva es mayor que VTHN, MP1 N2 ser ultrabaja una pequeña MN1 se fracción muestra de en la la potencia Figura CC 20.El entregada. bucle consta Para de el un interruptor bloque muestreado, de potencia un circuito de detección, En consecuencia, los transistores PMOS y NMOS se encenderán/apagarán aproximadamente al mismo tiempo, lo que crea una ruta de fuga desde la carga hasta la fuente. Para evitar corrientes de fuga, el rectificador solo debe encenderse cuando el voltaje de entrada sea mayor que el voltaje de carga. En la topología propuesta (fig. 5), el encendido/apagado Figura Reproducido 20. Arquitectura con del bucle de compensación de retardo digital propuesta en [49]. Actas; publicado por IEEE, 2012. permiso de Y. Ma, Cartas de circuitos de estado sólido IEEE; publicado por IEEE, 2020. Figura 19. Rectificador propuesto en [41]. Reproducido con autorización de MA Ghanad, IEEE 13 de 21 Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 determinado de acuerdo con el nivel de voltaje de salida objetivo. El ABT es un circuito digital que tiene dos funciones: mantener un PCE alto y regular el caídas voltaje de de voltaje entrada. de Para tres chips cargas muestran de baja corriente, que este rectificador los resultados mejora de la el medición PCE en una de amplia gama. El trabajo en [49] presenta un rectificador activo con digital adaptativo grueso-fino asistido por SAR. Figura 4. Rectificador activo con comparadores de tensión. III. RECTIFICADOR PROPUESTO Figura 5. Rectificador propuesto. formas de onda de cruz estándar Los condensadores tienen una constante de tiempo pequeña en relación con la operación VOUT mediante la búsqueda (Figura 22). En particular, en circuito cerrado el control detecta VOUT y El nivel de voltaje del rectificador se controla aplicando un voltaje de polarización El independiente a los transistores NMOS. El voltaje de salida es rectificador propuesto en [50], cuyo esquema se muestra en la Figura 21, consta de un ción, la carga tiene mayores corrientes de fuga. 3). A medida que el voltaje de entrada comienza a cargar, la carga alcanza su valor máximo. En su pico, los transistores se descargan nuevamente y la carga se apagará cuando el rectificador muestre una forma de onda de voltaje de entrada similar durante este ciclo. En el tificador, el voltaje de las corrientes de fuga. Un externo más grande las ondulaciones que no son ts. frecuencia y acopla instantáneamente una fracción del voltaje de entrada para compararlo con su valor anterior. El resultado de la comparación dirige una máquina de estados finitos. encender conveniente los transistores si varias estructuras NMOS solo de alrededor acoplamiento del valor cruzado máximo están de en Esta cascada. solución De solo hecho, es las puertas de los transistores NMOS. Los condensadores están optimizados (FSM) para indicar "carga" o "descarga" a la bomba de carga del condensador conmutado. La velocidad también limita la frecuencia de funcionamiento del rectificador. Se introduce el método de sintonización digital grueso-fino. Para compensación implementaciones de retardo prácticas, para dispositivos compensación biomédicos de voltaje implantables. y retardo de Retardo la técnica de de encendido y apagado se compensan ajustando el offset del comparador. Para lograr comparadores cero precisos, se degrada el rendimiento [7]. El comparador de conmutación de voltaje contra variaciones de proceso, voltaje y temperatura (PVT), un proceso de dos pasos Para lograr del circuito un alto de PCE, compensación el consumo de de retardo energía de de encendido/ los comparadores apagado debe digital La adaptativo arquitectura para la energía Evite corrientes de fuga en las que los comparadores entre el drenaje y los transistores OS estén girados y conectados a tierra. Esto puede resultar en carga. dividido CMOS para consintonización crear el voltaje de de polarización polarización activa y la relación (ABT), lo de que división permite esuna rectificador entrada ampliamente pasivo extendida. entre los transistores son más bajos que el voltaje de encendido de los diodos de drenaje, por lo tanto, no se requieren técnicas de polarización de cuerpo activo para este diseño. La Fig. 6a muestra las formas de onda de corriente y voltaje de operación del rectificador propuesto con las mismas condiciones de simulación que las de la fig. 3. El funcionamiento del rectificador se puede dividir en diferentes fases según el Implantes o enlaces de alta frecuencia el rectificador activo es y logra el máximo tiempo de conducción para interruptores de potencia. en consecuencia, puede evitar que la figuración tenga una caída de tensión directa (VTH) deficiente del PCE . reduce la caída de voltaje y un interruptor no puede bajar y el resistor de fuga inversa está encendido y el potencial de carga. El problema de en [5]. Para explicar las formas del acoplamiento cruzado, figura 3. Se utiliza una frecuencia de entrada sinusoidal de 13,56 MHz y 9,1 KΩ como voltajes de nodo, excepto VIN. ineficaz ya que el consumo de energía de los comparadores se vuelve comparable con la energía requerida para procesar bloques. En la topología de acoplamiento cruzado estándar, todo el voltaje de entrada se aplica entre la puerta y la fuente de todos los transistores. un regulador de compensación y un generador de señal de puerta. Esta solución podría evitar la corriente inversa. Machine Translated by Google En [51] se presenta un rectificador activo con retardo de encendido y apagado controlado digitalmente para aplicaciones biomédicas . Consta de dos diodos activos NMOS y un par de transistores PMOS de acoplamiento cruzado (Figura 23). La alta eficiencia se logra mediante técnicas digitales que eliminan el retardo de encendido, la corriente inversa y los pulsos múltiples. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 14 de 21 Figura 21. Rectificador de acoplamiento cruzado con ajuste de polarización activa propuesto en [50]. Reproducido con autorización de X. Li, IEEE Journal of Solid-State Circuits; publicado por IEEE, 2020. Figura 22. Etapa única del integrador de bomba de carga basado en condensador conmutado para ABT. Machine Translated by Google • 4. Comparación de desempeño PCE = · 100 = V (1) La elección de una topología de rectificador específica depende de la aplicación específica, la tecnología utilizada y las especificaciones de diseño. La elección de una topología de rectificador específica se puede realizar en primer lugar de acuerdo con el rango de voltaje de entrada, como se sugiere a continuación. · 100 CC/RL En aplicaciones de rango de voltaje de entrada ultrabajo (0,1 a 0,6 V), como implantes biomédicos a microescala y sin batería, los circuitos impulsados por el cuerpo representan una buena opción porque el voltaje umbral del transistor suele ser relativamente alto y las topologías impulsadas por el cuerpo superan este problema. problema. Además, los convertidores elevadores suelen ser obligatorios para adaptar la tensión rectificada a los niveles convencionalmente requeridos para las operaciones de bloques funcionales. • Para aplicaciones de rango de voltaje de entrada bajo (0,6–1,2 V), los rectificadores pasivos, como los de acoplamiento cruzado y los duplicadores de voltaje, son una buena opción porque los transistores funcionan lo suficientemente bien sin circuitos adicionales (que reducirían el PCE). • Para aplicaciones de rango de voltaje de entrada medio y alto (superior a 1,2 V), las topologías de rectificador activo representan la mejor opción para optimizar su rendimiento en términos de consumo de energía (es decir, PCE). Las soluciones para dispositivos médicos implantados analizadas previamente se comparan en la Tabla 1. Tenga en cuenta que los datos que se muestran en la tabla no se refieren solo al rectificador adoptado sino al PMIC general. En la Tabla 1, PCE y VCR se definen respectivamente como Figura 23. (a) Implementación del circuito de un rectificador de onda completa compensado con retardo de encendido y apagado controlado digitalmente y (b) lógica de control presente en [51]. Reproducido con autorización de S-Pal, IEEE Transactions on Circuits and System II: Express Briefs; publicado por IEEE, 2020. 2 ABADEJO t0+N· Tt0 ALFILER 1 Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 15 de 21 NUEVO TESTAMENTO VAC(t) · IAC(t)dt Machine Translated by Google donde VDC es el voltaje de CC de salida rectificado promedio, RL es la carga resistiva de salida, T es el período de la señal sinusoidal de entrada, N · T es el rango de integración sobre el PIN calculado y VAC(t), IAC(t) son El voltaje y la corriente instantáneos de la fuente de entrada de CA, Vout y Vout,id son el voltaje de salida real e ideal del sistema. Por otro lado, las características de [44] confirman que las topologías activas no son adecuadas para rangos de voltaje de entrada bajos ya que tienen PCE < 60%. Las razones del rendimiento de potencia relativamente bajo se pueden encontrar en la pérdida de velocidad y capacidad de conducción de los auxiliares, como comparadores y generadores de polarización, cuando los transistores se ven obligados a trabajar en la región por debajo del umbral. Esto confirma la categorización realizada anteriormente, ya que los valores típicos para el voltaje umbral de un MOSFET normal son aproximadamente 600 mV. Es evidente que [51] muestra el mejor rendimiento debido al mayor valor de PCE y densidad de potencia de salida, mientras ocupa mucho más área que [45]. La alta eficiencia energética de la solución en [51] se logra gracias a una compensación de retardo de encendido y apagado implementada a través de un circuito de control digital. Como afirman los autores Pal et al., las pérdidas del comparador y de la lógica afectan la caída de potencia total en menos del 1%, permitiendo obtener una reducción de las pérdidas asociadas al rectificador, limitada en el rango de algunos puntos percentiles. Los resultados obtenidos demuestran que el uso de circuitos digitales para controlar la actividad de conmutación de los diodos activos es una solución cautivadora para aplicaciones IMD de superumbral de alta potencia. El análisis de las soluciones en [35,41,45,48–51] confirma aún más la validez de las pautas proporcionadas anteriormente, lo que sugiere que se necesitan enfoques mixtos para ampliar el rango de voltaje de entrada. Como prueba, el rectificador mixto, constituido por diodo activo y acoplado cruzado propuesto en [46] permite funciones en un amplio rango de voltaje de entrada debido a la configuración adaptativa del rectificador. Vídeo = (2) · 100 En consecuencia, su rendimiento es inferior a [35,49,51]. Por lo tanto, el mejor rendimiento se logra con las soluciones propuestas en [35,49,51]. VOUT,identificación VOUT El análisis de los datos presentados en la Tabla 1 revela que el rectificador accionado por cuerpo propuesto en [47] es la única solución para un rango de voltaje de entrada ultrabajo. Sin embargo, tal resultado se logró porque el BD-WTA propuesto es suministrado por una fuente de energía auxiliar cuyo voltaje es mayor que la amplitud de la señal de entrada. En realidad, el circuito funciona como comparador donde el voltaje de salida resultante es siempre el máximo entre las dos señales de entrada. Los principales inconvenientes y límites de este circuito están estrictamente relacionados con la necesidad de fuentes de alimentación auxiliares y de polarización y el uso del enfoque impulsado por el cuerpo que permite trabajar con señales de entrada de muy bajo voltaje pero limita sus valores máximos de amplitud. Definitivamente, el comparador en [47] es particularmente adecuado como detector de envolvente para aplicaciones donde la amplitud de la señal de entrada contiene información a extraer, como el receptor de modulación de amplitud. La Figura 24b muestra la densidad de potencia de salida máxima versus el voltaje de entrada. Al examinar esta figura, es evidente que la solución presentada en [46] logra un valor bajo de tensión de alimentación máxima (1,1 V), pero tiene la densidad de potencia de salida más baja. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 16 de 21 La Figura 24a informa el PCE versus la densidad de potencia de salida máxima, definida como la relación entre la potencia de salida máxima y la ocupación del área para todas las soluciones en la Tabla 1. Machine Translated by Google [50] Piezo 350 activo 1,5 1,9–3,5 4 40 * 83 % 0,4 – piezoeléctrico Proceso (nm) – Totalmente integrado [45] si 0.03 54 92,6% 95,7% R [47] 83,81% 78,74% Piezo 180 activo 1 3– 6,54 5,15 25 – Piezo 350 pasivo + activo 0,09 1–7 8 1 80% 99% 5.52 54% 99% si 0.203 [46] Frecuencia de topología del rectificador (MHz) – 130 si 0.114 Magnético 180 pasivo 13,56 1,6–3,6 1,8 3 81% 74% Área (mm2 ) 9 1–1,5 SALIDA, máx. (mW) No R [48] Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 Tensión de entrada (V) – activo [49] 94% Magnético 65 activo 13,56 1,3–2,5 2,44 248,1 94,6% 97,7% Sí R [41] 17 de 21 Magnético 180 activo 13,56 1,5–2 64,4% 80% : datos referentes a Rectificador o Sistema. [44] – No 40,68 VOUT,máx (V) [35] si 1.44 si 0.384 97% Piezo 65 activo 1 0,6– 1,1 1 0,1 No – 0,166 Piezo 65 pasivo 200 0,3–1,8 1,78 1,58 transductor Piezo 180 pasivo 0,2 0,25–0,6 6,29 [51] si 2 *: valorado según lo indicado en el documento. Tabla 1. Comparación de diferentes rectificadores. VCEmáx S R,S S S S S S PCEmáx S Machine Translated by Google Figura 24. Comparación de rendimiento, (a) PCE versus densidad de potencia de salida mínima y (b) densidad de potencia de salida versus Vin. Un primer análisis de los distintos trabajos revela que las aplicaciones se pueden distinguir a grandes rasgos en tres categorías según el rango de tensión de entrada. En el rango inferior, las características eléctricas de la mayoría de los transistores de óxido de metal y silicio están fuertemente degradadas y limitadas por sus voltajes umbral. En estos casos, es obligatorio el uso de sistemas de acercamiento impulsados por la carrocería y de propulsión auxiliar, como bombas de carga. En el rango medio (es decir, de 0,6 a 1,2 V), las topologías convencionales son la mejor opción porque alcanzan un buen rendimiento sin circuitos adicionales y, por lo tanto, sin más pérdidas de energía. Por otro lado, las arquitecturas con diodos activos modificados son las mejores soluciones cuando las señales de entrada tienen valores de amplitud altos. En conclusión, un enfoque mixto dEn este trabajo se presenta una revisión de varias soluciones de recolectores de energía basados en ultrasonidos para dispositivos implantables. Después de una presentación general de las topologías ampliamente adoptadas que constituyen el núcleo de la sección de gestión de energía, se revisó el estado del arte y se compararon las distintas soluciones. Históricamente, las topologías de los convertidores CA-CC han evolucionado para hacer frente al progreso tecnológico, satisfaciendo así las limitaciones cada vez más estrictas impuestas por las aplicaciones actuales (por ejemplo, bajo voltaje de entrada y alta eficiencia energética). La comparación cuantitativa del estado del arte revela que la elección de una topología particular depende en gran medida de las limitaciones del diseño, especialmente la amplitud de la señal de entrada de CA. Aplica. Ciencia. 2021, 11, 2487 18 de 21 5. Conclusiones Machine Translated by Google Cuando la amplitud del voltaje de entrada es mayor que el voltaje CC de salida, se recomiendan dispositivos activos porque permiten optimizar la fase de conducción y al mismo tiempo reducir la fuga de corriente, mejorando así la transferencia de energía a la carga. En este caso, se puede conseguir una mayor eficiencia a costa de una mayor superficie de dispositivos activos. Referencias [Referencia cruzada] Teniendo esto en cuenta, se debe prestar especial atención al diseño de circuitos auxiliares, como comparadores y sistemas de arranque rápido, cuyo consumo de energía puede degradar seriamente la eficiencia de conversión de energía de la cosechadora en general. En este sentido, los circuitos de control digitales son soluciones prometedoras, ya que son escalables en potencia, especialmente si la frecuencia está en el rango de MHz, y funcionan de manera robusta también en condiciones de bajo voltaje. Financiamiento: Esta investigación ha sido financiada por el Proyecto Brain28nm (Prot. 20177MEZ7T), Ministro italiano de Universidad e Investigación. Tecnología. 2014, 1607. 13. Kumar, primer ministro; Jagadeesh Babu, V.; Subramanian, A.; Bandla, A.; Thakor, N.; Ramakrishna, S.; Wei, H. El diseño de un termoeléctrico. 4. Nandish, MB; Hosamani, B. Una revisión de la recolección de energía a partir de vibraciones utilizando material piezoeléctrico. En t. J. Ing. Res. Declaración de la Junta de Revisión Institucional: No aplicable. Taalla, RV; Arefin, MS; Kaynak, A.; Kouzani, AZ Una revisión sobre la transferencia de energía inalámbrica ultrasónica miniaturizada a dispositivos médicos implantables. Acceso IEEE 2019, 7, 2092–2106. 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