Rectificador de microondas de alta eficiencia con línea de transmisión acoplada para la recolección de energía de baja potencia y la transmisión de energía inalámbrica

 Se propone un rectificador de microondas de alta eficiencia con una línea de transmisión acoplada para la recolección de energía de baja potencia y la transmisión de energía inalámbrica en este artículo, se propone un rectificador de microondas basado en diodos de Schottky que emplea líneas de transmisión acopladas (CTL). CTL se usa en este documento para mejorar la amplitud de voltaje a través del diodo Schottky con el consiguiente aumento en la eficiencia del rectificador, especialmente para poderes de entrada bajas. También se muestra que los CTL en cascada múltiples pueden mejorar aún más la eficiencia de conversión del rectificador, incluso si este beneficio está parcialmente aniquilado por la mayor pérdida de inserción. Se han fabricado y se han fabricado varios prototipos compactos con CTL simples y duales para 2.45 GHz para diferentes niveles de potencia de entrada. En particular, un solo rectificador CTL exhibe una eficiencia de conversión de RF a DC del 67.7% para una potencia de entrada de 0 dBm, lo que lleva a una mejora de aproximadamente el 3% con respecto a otros rectificadores referidos (con una carga de CC de 4.47 k), mientras que El rectificador CTL dual tiene una eficiencia sobresaliente de 75.3% para una potencia de entrada de solo 5.5 dBm (con una carga de CC de 1.76 K). El impulso de voltaje pasivo por medio de CTL se puede aplicar a otros circuitos de rectificadores, como también se demostró.

Términos de índice: línea de transmisión acoplada (CTL), recolección de energía, baja potencia, rectificador de microondas, transmisión de potencia inalámbrica (WPT). 

I. Introducción

 La transmisión de energía inalámbrica (WPT) y las tecnologías de recolección de energía son, hoy en día, los dos temas de investigación en gran medida considerados porque pueden proporcionar el manuscrito único recibido el 21 de julio de 2020; revisado el 18 de septiembre de 2020; Aceptado el 20 de septiembre de 2020. 

Este trabajo fue apoyado en parte por la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China bajo el Proyecto 61701082, Proyecto 61701116, Proyecto 61601093, Proyecto 61971113 y Proyecto 61901095; en parte por el Programa Nacional de I + D bajo el Proyecto 2018YFB1802102 y Project 2018AAA0103203; en parte por el Plan de Investigación y Desarrollo Provincial de Guangdong en áreas clave bajo el Proyecto 2019B010141001 y Project 2019B010142001;

 En parte por el Programa de Planificación de Ciencias y Tecnología Provinciales de Sichuan bajo el Proyecto 2018HHH0034, Proyecto 2019YFG0418, Proyecto 2019YFG0120, Proyecto 2018JY0246 y Proyecto 2020YFG0039; En parte por el Ministerio de Educación - Programa de Fondos Móviles China bajo el Proyecto MCM20180104; En parte por el Programa de Ciencia y Tecnología de Yibin: proyectos clave bajo Project 2018ZSF001 y Project 2019Gy001; y en parte por los fondos de investigación fundamentales para las universidades centrales bajo el Proyecto ZYGX2019Z022. Este artículo es una versión ampliada del Simposio de microondas Internacional IEEE MTT-S IEEE 2020 (IMS2020), Los Ángeles, CA, EE. UU., 6 de agosto de 2020. (Autores correspondientes: Daniele Inserra; Guangjun Wen). Los autores están con la escuela de información e Ingeniería de la Comunicación, Universidad de Ciencia y Tecnología Electrónica de China, Chengdu 611731, China (correo electrónico: zhaofading@163.com; inserradaniele@uestc.edu.cn; wgj@uestc.edu.cn). Las versiones de color de una o más de las figuras en este artículo están disponibles en línea en http://ieeExplore.ieee.org. Identificador de objeto digital 10.1109/TMTT.2020.3027011 

Característica de dispositivos de alimentación remota, que se puede explotar para cargar teléfonos móviles, computadoras portátiles y otros dispositivos electrónicos portátiles, o incluso automóviles eléctricos estacionados [1], alimentando sensores y actuadores de alimentación, transmisión de energía en inaccesible o regiones peligrosas para permitir una existencia sostenible y "alimentar" vehículos eléctricos, vehículos aéreos no tripulados (UAV) y plataformas de gran altitud [2]. Además, todas las aplicaciones citadas anteriormente hacen posible la realización de conceptos científicos y visiones futuras, como la estación de energía solar espacial [3], o ciudades inteligentes, edificios inteligentes e Internet de las cosas (IoT), donde una gran cantidad de dispositivos 

Es necesario que aumente la demanda de soluciones que proporcionen autonomía a estos dispositivos [4]. Como uno de los componentes principales de los sistemas de recolección de energía y WPT, el diseño de rectificadores de microondas que puede convertir de manera eficiente la energía de RF recibida en una potencia de CC es extremadamente importante para la rápida difusión de las tecnologías citadas anteriormente, especialmente para los niveles de potencia de entrada bajos de baja entrada. [5] - [7]. Un rectificador de microondas convencional generalmente contiene una combinación de uno o más dispositivos rectificadores, por ejemplo, diodos y transistores de Schottky, en serie o derivación, voltaje duplicador o configuración de puente modificada [8] - [13]. Además, el filtro de paso bajo de entrada (LPF)/red de coincidencia de impedancia, el filtro de pase de CC de salida y la carga resistiva son los otros componentes fundamentales de un rectificador clásico. La rectificación es un proceso no lineal en el que el resultado final es una combinación de algunos componentes de CC resultantes más armónicos [14]. Por lo tanto, se ha propuesto la terminación armónica y las técnicas de recolección armónica para controlar oportunamente los componentes armónicos durante el proceso de rectificación, lo que resulta en una mejora de la eficiencia [15] - [19]. En particular, las pérdidas de potencia de diodo se han identificado como el factor más limitante para lograr una alta eficiencia, y se han investigado y propuesto diferentes técnicas de terminación armónica y, en consecuencia, para reducir la potencia perdida en el diodo, por ejemplo, clase C [15], clase-D [16], clase-E [17] y clase-F/Inverse Clase-F (Clase-F-1) [18], [19] . Las técnicas de terminación armónica se han implementado efectivamente para lograr una alta eficiencia cuando la potencia de entrada del rectificador es relativamente alta, por ejemplo, mayor o igual que 10 dBm; En tal situación, de hecho, opera un diodo Schottky de alta barra Como un interruptor ideal [20]. Sin embargo, los circuitos de rectificadores no pueden obtener alta eficiencia para una potencia de entrada más baja porque el dispositivo de diodo Schottky no lineal requiere una cantidad mínima de energía para activarse [21]. Particularmente, el voltaje de entrada debe ser mayor que cierto valor umbral para permitir que el diodo comience para generar un voltaje de CC relativamente grande. Para mejorar la eficiencia de conversión en niveles de baja potencia, se han adoptado y discutido diferentes estrategias en la literatura. En particular, el primer método sencillo es mejorar la eficiencia de todas las partes del circuito rectificador. Con este fin, se ha empleado un sustrato dieléctrico RT/Duroid 5880 de baja pérdida en [22] para diseñar un circuito rectificador de diodos de una sola serie. En [23], la temperatura óptima de trabajo de diodos se ha investigado para mejorar el rendimiento del diodo a niveles de baja potencia. En particular, se ha fabricado un rectificador en dieléctrico RT/Duroid 6002 de baja pérdida, obteniendo el 17.5% de la eficiencia de conversión para una potencia de entrada de -30 dBm a 10 ° C. También se han propuesto rectificadores de varias etapas para mejorar el nivel de voltaje en el régimen de baja potencia [24]-[26]. No obstante, el número de rectificadores en cascada no se puede tomar demasiado debido a un aumento de pérdidas generales, lo que generalmente conduce a una reducción de la eficiencia de conversión RFTO-DC, y por esta razón, una compensación entre el número de etapas y la pérdida de energía debe ser hecho durante dicho diseño. Además, los rectificadores de varias etapas son complejos en diseño y análisis teórico. Como ejemplo, se diseñaron y analizaron los rectificadores de doble voltaje de Dickson de una/dos etapas en la tecnología PCB en [13] y [27]-[29], con la eficiencia de conversión final de RF a DC de aproximadamente 70% para un potencia de entrada de −1 dBm a 900 MHz [29]. También se ha descrito varias metodologías para compensar el voltaje umbral de diodo. Para los rectificadores de varias etapas en la tecnología CMOS analógica estándar, se ha propuesto el método de compensación de umbral que tiene la intención de mejorar el potencial de unión del diodo para lograr una mayor eficiencia en niveles de potencia de ultralownw [24], [30]. Sin embargo, dicho método aumenta la complejidad del diseño del rectificador, y no se puede utilizar para el diseño de rectificadores de PCB personalizados. En [31], se ha empleado una fuente de energía térmica en una RF ambiental cooperativa mixta y un cosechador de energía térmica para sesgar el diodo y lograr una mayor eficiencia de conversión, lo que lleva a una eficiencia de conversión de 33.4% para una potencia de entrada de -30 dBm. También se han propuesto señales de entrada multitona para aumentar el voltaje de entrada de pico a pico del rectificador, lo que lleva a una mejora de la eficiencia de conversión de potencia para potencias de entrada promedio bajas [32]-[34]. Sin embargo, tales rectificadores aumentan la complejidad del diseño del rectificador (porque requieren el diseño de redes de coincidencia de banda ancha) y el sistema WPT general también. En el trabajo preliminar, estos autores han propuesto un rectificador de microondas de diodo Schottky de alta eficiencia compacta y alta para una potencia de entrada de 0 dBm basada en una línea de transmisión acoplada (CTL) [35], mostrando, experimentalmente, que CTL puede diseñarse para filtrar armónicos de alto orden. Este artículo extiende el trabajo preliminar presentado en [35] al proponer un análisis teórico completo y detallado del rectificador CTL y su diseño, considerando regímenes de baja y alta potencia, y presentando un amplio experimental

Fig. 1. Esquema conceptual de un rectificador de diodos Schottky convencional de una sola conmutación

Donde el PIN es la potencia de entrada de RF, mientras que Ploss representa todas las pérdidas de potencia del proceso de rectificación, generalmente identificada en tres términos principales: pérdidas de diodo Pdiodo, pérdida, pérdidas de PCB PPCB, pérdida e impedancia de pérdidas de falta de incomparación PMAching, pérdida [18]. Después de algunas manipulaciones matemáticas, (1) se puede reescribir como 

Donde el PIN es la potencia de entrada de RF, mientras que Ploss representa todas las pérdidas de potencia del proceso de rectificación, generalmente identificada en tres términos principales: pérdidas de diodo Pdiodo, pérdida, pérdidas de PCB PPCB, pérdida e impedancia de pérdidas de falta de incomparación PMAching, pérdida [18]. Después de algunas manipulaciones matemáticas, (1) se puede reescribir como

Fig. 2. Conventional microwave to dc power conversion efficiency curve as a function of the input power

se alcanza cuando la potencia de entrada está cerca de Pdc,max = V 2 br/4RL (debido a que el voltaje de ruptura del diodo Vbr limita la excursión máxima de la potencia de salida de CC [37]). Cuando Pin excede este valor, ηrect comienza a degradarse porque incluso si el voltaje pico a pico es mayor que el voltaje de ruptura del diodo Vbr, el voltaje de salida no puede aumentar también. Por otro lado, en el régimen de baja potencia, el voltaje de polarización inversa de CC del diodo introducido por el voltaje de la resistencia de carga del rectificador a lo largo de la ruta de CC (que es igual al voltaje de CC de carga Vout) es menor o comparable con la construcción del diodo directo. -en potencial Vbi; En esta situación, no hay suficiente energía de entrada para encender el diodo y comenzar a cargar el condensador de salida. Como se analiza en [18], las pérdidas de diodo normalizadas se pueden aproximar como

donde Vout corresponde al valor medio del voltaje a través el diodo Vd (t), es decir,

Dado que Vout es el voltaje rectificado a través de la resistencia de carga, en general aumenta con el aumento en el componente de frecuencia fundamental del voltaje a través del diodo Vd [15], [18]. Finalmente, in también es función de Pin porque la conductancia no lineal del rectificador cambia con el nivel de potencia de entrada y, por esta razón, la adaptación de impedancia debe realizarse correctamente. B. Rectificador basado en línea de transmisión acoplada En este trabajo, se emplea un CTL [35] para aumentar el voltaje Vd a través del diodo y, en consecuencia, obtener una mejora de la eficiencia del rectificador en el régimen de baja potencia como se analizó anteriormente. La figura 3 muestra el circuito rectificador de microondas de diodo Schottky de derivación única propuesto. Consiste en un condensador de bloque de CC C1, una línea de transmisión corta (TL) con impedancia característica ZTL y longitud angular θTL, una CTL con un extremo en cortocircuito, un diodo Schottky D1, un extremo corto λ/8 con impedancia característica Zstub, un filtro de CC compuesto por el inductor de RF L1 y el condensador C2, y una carga resistiva RL.

Fig. 3. Esquema del rectificador basado en CTL propuesto.

Como se presenta en [35], el CTL se puede caracterizar por la matriz ABCD correspondiente, es decir,

cuyas entradas pueden escribirse explícitamente como
 

donde Zce y Zco son las impedancias características de modo par e impar del CTL, respectivamente, mientras que θc es su longitud angular. En [38], estos tres grados de libertad se utilizaron para obtener una adaptación de impedancia en dos frecuencias diferentes y luego se optimizaron para lograr una adaptación de impedancia de banda ancha. En particular, la impedancia Zin,3 a la frecuencia de trabajo f0 puede escribirse formalmente como [38]

donde Zin,2 = Z D + j Zstub (Z D es la impedancia del diodo Z D = RD − j X D, y j Zstub es la reactancia del trozo en f0 [6]). Suponiendo que TL sea muy corto, tal que Zin,4 ≈ Zin,3 y Zin = 50, se puede lograr la adaptación de impedancia cuando Re{Zin,3} = 50 e Im{Zin,3} = 0. En este trabajo, en lugar de Al explotar los grados de libertad del CTL para lograr un rendimiento multifrecuencia, se emplea un criterio de diseño diferente, es decir,

que representa una ganancia de voltaje introducida por el CTL; este aumento de voltaje pasivo se emplea aquí para mejorar la dinámica del voltaje de entrada con el consiguiente aumento en el voltaje de CC a través del diodo Vout, como se analiza en II-A. En este trabajo se han utilizado TL de microcinta acopladas asimétricamente acopladas con bordes para implementar los parámetros Zce y Zco requeridos. 

Fig. 4. (a) Esquema del rectificador clase F-1 [6] utilizado para comparación. (b) Curvas de eficiencia de conversión de potencia simuladas para un rectificador basado en CTL y un rectificador clase F-1 obtenidas optimizando todos los parámetros de diseño de los rectificadores en cada nivel de potencia de entrada. (c) Vd y Vin de clase F-1 y un-CTL. (d) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = −5 dBm

Los beneficios introducidos por el aumento de voltaje pasivo aquí descrito para diferentes niveles de potencia de entrada se comparan comparando las eficiencias de conversión totales de un rectificador basado en CTL (diseñado para la frecuencia de 2,45 GHz) y las de un rectificador de clase F inversa (F-1) [ 6] cuyo esquema se muestra en la Fig. 4 (a), y los resultados se informan en la Fig. 4 (b). En particular, las curvas de eficiencia de conversión total se han obtenido optimizando todos los parámetros de diseño con la herramienta comercial Keysight ADS para cada Pin de potencia de entrada, lo que lleva a curvas ideales de eficiencia máxima alcanzable (para esto se ha empleado un Avago HSMS2860 sobre un sustrato dieléctrico Rogers RO4003C de 0,508 de espesor). análisis; para el caso Pin = −5 dBm, los parámetros optimizados para el rectificador CTL son Zstub = 82,6, Zce = 45, Zco = 92, θc = 45◦ y RL = 4500; y parámetros optimizados para la clase -F−1 son Zstub,λ/8 = 93,4, Zstub,λ/12 = 93,4 y RL = 2860). Como se puede observar, la introducción del CTL aumenta efectivamente la dinámica del voltaje de entrada (como se muestra en la Fig. 4 (c) para el caso Pin = −5 dBm, donde Gv = 5.65), lo que lleva a un voltaje de CC Vout mayor que la obtenida con el rectificador clase F-1 y, en consecuencia, para reducir las pérdidas de los diodos, como se puede deducir de (3) y confirmar en la Fig. 4 (d). Curiosamente, el uso de CTL mueve la curva de eficiencia hacia valores de Pin más bajos, y en la Fig. 4 (b) se observa una ganancia efectiva aproximada de aproximadamente 3 dB. Además, dado que el ramal λ/8 implementa una segunda terminación de armónicos de corriente [6], mientras que CTL actúa como un filtro de armónicos y reduce parcialmente otros armónicos [35], las eficiencias del rectificador basado en CTL son excelentes también para valores de potencia de entrada más altos. En teoría, el aumento de voltaje pasivo Gv introducido mediante el uso de un CTL se puede mejorar aún más empleando más CTL en cascada, como se muestra en la Fig. 5 (a) (donde se emplean dos CTL) y (b) (tres CTL). La sección de dos CTL en cascada se puede caracterizar evaluando la matriz ABCD correspondiente, que se lee fácilmente 

donde los subíndices 1 y 2 se refieren a elementos de la matriz del primer y segundo CTL, respectivamente. Por lo tanto, la impedancia de entrada Zin de un rectificador de dos CTL se puede derivar como

(la derivación de la impedancia de entrada para el rectificador de tres CTL sigue el mismo procedimiento). Las eficiencias totales optimizadas logradas con el uso de dos y tres CTL se muestran en la Fig. 5 (c). En general, el mayor número de CTL en cascada es beneficioso para reducir las pérdidas de diodo (como también se muestra en la Fig. 5 (d) para el caso Pin = −5 dBm), incluso si este beneficio es parcialmente aniquilado por el aumento de la pérdida de inserción de CTL. Para comprender mejor las ventajas de la estructura del rectificador propuesta, las contribuciones a la pérdida de potencia del diodo se han separado en Ploss,Rs y Ploss,Cj,Vbi, que representan las pérdidas asociadas con la resistencia en serie del diodo Rs y la asociada con la capacitancia de la unión Cj. 0 y voltaje incorporado Vbi, respectivamente, como se muestra en la Fig. 5 (e) (estas contribuciones se han calculado, como se describe en [18] y [27]). Como se puede observar, el uso de CTL puede reducir drásticamente las pérdidas debidas a Vbi, como se analizó anteriormente, mientras que se observa un pequeño aumento en las pérdidas asociadas con Rs. Cuando se consideran altos niveles de potencia de entrada, los CTL en cascada también pueden lograr una alta eficiencia. En tal situación, el aumento pasivo de voltaje no es importante porque la dinámica de voltaje de la señal de entrada ya ha alcanzado la dinámica máxima del diodo Schottky y, por esta razón, se ha observado una reducción óptima general de Gv con el aumento de Pin (Gv optimizados para rectificador de un CTL son 5,65, 5,16 y 4,25 para Pin = −5, 0 y 5 dBm, respectivamente; para dos CTL, los Gv totales optimizados son 6,47, 6,07 y 4,97, respectivamente; y para tres CTL , 6,37, 6,1 y 4,4, respectivamente); por lo tanto, los parámetros de diseño de CTL están optimizados para filtrar los armónicos de los diodos, lo que genera bajas pérdidas en los diodos, como se muestra en la Fig. 5 (f). La mejor eficiencia se obtiene para dos CTL en cascada, lo que conduce al mejor equilibrio entre filtrado de armónicos y pérdida de inserción. Finalmente, es interesante que el pico de eficiencia ηmax = 81,6% de dos rectificadores CTL en cascada se obtiene para Pin = 10 dBm, mientras que el pico de eficiencia ηmax = 80,6% del rectificador clase F-1 se obtiene cuando Pin = 12 dBm . Esto se debe a que dado que el rectificador CTL optimizado tiene una resistencia de carga óptima mayor (1171) que la del rectificador clase F-1 (960), según (2), el pico de eficiencia se logra para niveles de potencia de entrada más bajos [39 ]. C. Adaptación de impedancia y diseño de rectificador basado en CTL Como se analizó en II-A, la adaptación de impedancia del rectificador es extremadamente importante para lograr una alta eficiencia de rectificación y depende en gran medida de la impedancia del diodo Z D. En particular, un diodo Schottky Avago HSMS2860 (con serie resistencia Rs = 6, capacitancia de unión de polarización cero Cj0 = 0,18 pF, voltaje de ruptura Vbr = 7 V y potencial incorporado Vbi = 0,65 V) se ha considerado para determinar Z D para diferentes pines, como se muestra en la Fig. 6. Como se puede observar, RD es inferior a 50 en el régimen de baja potencia (Pin ≤ 0 dBm), y el diodo se caracteriza por una reactancia capacitiva X D del orden de 200–300. Como se analiza en [6], se emplea un TL de extremo corto λ/8 (cuya impedancia Zλ/8 = j Zstub tan((π/4)(ω/ω0)) es igual a j Zstub en f0) para cancelar ( o al menos reducir) esta reactancia capacitiva X D. En un caso ideal, dado que la reactancia del trozo λ/8 j Zstub compensa la reactancia capacitiva del diodo Schottky X D en f0, la impedancia Zin,2 es puramente resistiva con valores del orden de 30, para lo cual no es difícil obtener una buena adaptación de impedancia con CTL a través de (7) [38]. Vale la pena señalar que, para la estructura del rectificador clase F-1 considerada anteriormente (que emplea un TL para la adaptación de impedancia de entrada), cuando la resistencia del diodo es inferior a 50, la adaptación de impedancia no es fácil y requiere una TL larga (para Pin = −5 dBm y una longitud TL es de 10,6 mm, es decir, θTL ≈ 60◦). Por lo tanto, el uso de CTL también es beneficioso para igualar fácilmente la impedancia de entrada en el régimen de baja potencia, es decir, cuando la resistencia del diodo es pequeña. El TL corto que se puede ver en la Fig. 3 se ha ignorado durante la descripción de la adaptación de impedancia. Aunque no es necesario desde un punto de vista teórico, se emplea por tres razones principales: la primera es que puede separar la sección CTL del punto de conexión de entrada, logrando una mejor disposición como se puede observar en las imágenes de rectificadores fabricados que se muestran en la Sección III. En segundo lugar, puede compensar pequeñas variaciones de impedancia con respecto al caso ideal descrito anteriormente. De hecho, los valores prácticos de Zstub no son mayores que 150 , lo que dificulta la compensación perfecta de la reactancia capacitiva del diodo X D. En tercer lugar, la necesidad de satisfacer simultáneamente (7) y (8) limita los posibles valores de Gv, especialmente para potencias de entrada más bajas. Por lo tanto, la presencia del TL corto relaja la restricción de adaptación de impedancia, que ahora se puede reescribir como

Fig. 5. Esquema del rectificador propuesto con (a) dos CTL en cascada y (b) tres CTL en cascada. (c) Curvas de eficiencia de conversión de potencia simuladas para dos y tres rectificadores basados en CTL obtenidas optimizando todos los parámetros de diseño del rectificador en cada nivel de potencia de entrada. (d) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = −5 dBm. (e) Detalle de las pérdidas del diodo para Pin = −5 dBm. (f) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = 10 dBm.

Fig. 6. (a) Esquema empleado para evaluar el circuito de impedancia del diodo (donde C1 y L1 son componentes ideales). (b) Impedancia de diodo Avago HSMS2860 simulada para diferentes niveles de potencia de entrada (f0 = 2,45 GHz y RL = 4470)

Esto también se demuestra por el hecho de que, en el caso Pin = −5 dBm (que requiere la síntesis de alto Gv), la longitud TL optimizada θTL para un solo CTL es de aproximadamente 50◦, mientras que, en el caso Pin = 10 dBm (que no requiere la síntesis de Gv alto), la longitud de TL optimizada es de solo 20 ◦. El software MATLAB se utiliza para determinar un conjunto de parámetros de diseño iniciales para el rectificador de la Fig. 3. En particular, a partir del valor de impedancia del diodo en la Fig. 6, la impedancia característica del stub se determina como Zstub = |Xd | o el valor máximo de impedancia implementable según los límites de fabricación del ancho de línea de microcinta. Después de eso, se emplea la impedancia Zin,2 = RD − j(X D − Zstub) para resolver (11) y (8). En particular, la función fmincon de MATLAB (que resuelve problemas de minimización multivariable no lineales restringidos) se emplea para minimizar la función 1/Gv, es decir, maximizar Gv, con la restricción de desigualdad no lineal |in|=|((Zin − 50)/(Zin + 50))| ≥ 20 dB y determine los parámetros óptimos Zce, Zco, θs, ZTL y θTL. Después de este primer procedimiento de diseño, que, según la Fig. 6, para Pin = −5 dBm condujo a Zstub = 236 (se establece inicialmente una impedancia característica de 130, que corresponde a una línea microstrip de 0,1 mm de ancho). ), Zce = 25, Zco = 47, θc = 45◦, ZTL = 15 y θTL = 50◦, se emplea el simulador de circuito comercial Keysight ADS para optimizar los parámetros finales en su entorno de simulación electromagnética completa. III. RESULTADOS EXPERIMENTALES Un diodo Schottky Avago HSMS2860 y el sustrato dieléctrico Rogers RO4003C (εr = 3,55 y tan δ = 0,0034)

Fig. 7. Diagrama del sistema probado.

con un espesor de 0,508 mm han sido seleccionados para fabricar varios prototipos del rectificador de microondas basado en CTL presentado en este trabajo. En particular, se ha considerado una frecuencia de trabajo de alrededor de 2,45 GHz y tres potencias de entrada diferentes Pin = −5, 0 y 5 dBm para comparar el rendimiento del rectificador basado en CTL con una campaña de medición experimental. Los resultados experimentales se obtuvieron de acuerdo con la configuración de medición que se muestra en la Fig. 7 [40], [41]. Se ha utilizado un generador de señal (Agilent N5171B) para generar el Pin de potencia de entrada requerido, que ha sido calibrado con un medidor de potencia Agilent E4418B. Después de eso, cada rectificador de microondas se conectó al generador de señales y el voltaje de CC producido Vout a través de la resistencia de carga variable RL se midió con un multímetro digital (Agilent 34401A). A. Pin de la caja = −5 dBm El prototipo fabricado del rectificador basado en CTL con un CTL (tamaño final 3,5 × 3,4 cm2) se muestra en la Fig. 8(a). Como se puede observar, la introducción del TL corto es muy importante para separar el condensador C1 de la implementación del CTL. Además, se ha introducido otro TL corto entre el punto de entrada y la sección de carga de CC para separar las partes de CC y RF (este TL sólo tiene efectos menores durante el proceso de diseño). Se midió el voltaje de CC Vout a través de la resistencia de carga para determinar la eficiencia de conversión total η de acuerdo con (2) cuando f0, Pin y RL se varían singularmente, y los resultados de la medición se muestran en la Fig. 8(b)–(d ), respectivamente. En general, los resultados de la simulación y la medición concuerdan bien, incluso si en la Fig. 8 (b) y (c), respectivamente, se ven un pequeño desplazamiento de frecuencia y valores de Vout (y eficiencia) mejorados para Pin más altos, principalmente debido al diodo y imprecisiones del modelo de paquete, variaciones de permitividad dieléctrica y otras tolerancias de fabricación. La eficiencia máxima del 60,4% a 2,39 GHz se mide para RL = 4470. Además, se encuentra que η ≥ 50% se mide para un rango relativamente amplio de RL (de 1500 a 8000) y Pin (de −6 a +7 dBm). También se diseñó y fabricó un rectificador basado en CTL con dos CTL (tamaño final 4,3 × 3,4 cm2) (para la misma potencia de entrada Pin = 5 dBm), y en la Fig. 9 (a) se muestra una imagen del prototipo. En este caso, se mide una eficiencia máxima del 58,5% a 2,39 GHz, como se muestra en la Fig. 9(b) (RL = 4070), que es aproximadamente un 3% menor que el resultado simulado. Mediante un intenso trabajo de simulación, se ha descubierto que el rectificador de dos CTL es más sensible a las tolerancias de fabricación (un error de fabricación de 0,01 mm en la realización del diseño del rectificador de dos CTL puede introducir una reducción de la eficiencia de conversión de aproximadamente un 2%) , y esta es probablemente la razón principal de este resultado. Eficiencia medida (y simulada) en función del Pin para la frecuencia óptima de 2,39 GHz

Fig. 8. (a) Imagen del rectificador CTL fabricado para Pin = −5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4470 y Pin = −5 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,39 GHz y RL = 4470), y (d) en función de RL (f0 = 2,39 GHz y Pin = −5 dBm).

Fig. 9. (a) Imagen del rectificador de dos CTL fabricado para Pin = −5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4070 y Pin = −5 dBm), (c ) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,39 GHz y RL = 4070), y (d) en función de RL (f0 = 2,39 GHz y Pin = −5 dBm).

se representa en la Fig. 9 (c) (RL = 4070), mientras que la Fig. 9 (d) muestra los resultados de eficiencia en función de RL a 2,39 GHz. En cuanto a un CTL, se encuentra que un amplio rango de RL (de 2000 a 7500) y Pin (de −7 a +6 dBm) satisfacen η ≥ 50%. B. Pin del caso = 0 dBm Para este caso, se fabricó un rectificador basado en CTL con un solo CTL (tamaño final: 3,6 × 3,4 cm2), como se muestra en la Fig. 10(a). Se mide una eficiencia máxima del 67,7% a 2,38 GHz, como se muestra en la Fig. 10(b) (RL = 4200), ligeramente mayor que las simulaciones. Eficiencia medida (y simulada)

Fig. 10. (a) Imagen del rectificador fabricado para Pin = 0 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4200 y Pin = 0 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 4200), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 0 dBm).

Fig. 11. (a) Imagen del rectificador CTL único fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 2420 y Pin = 6 dBm), (c) como en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 2420), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 6 dBm)

en función de Pin para la frecuencia de 2,38 GHz se muestra en la Fig. 10 (c) (RL = 4200), mientras que la Fig. 10 (d) muestra la eficiencia en función de RL a 2,38 GHz. En este caso, se encuentra que η ≥ 50% se mide para un rango relativamente amplio de RL (de 1500 a 6000) y Pin (de −3 a +7 dBm). C. Caja Pin = 5 dBm Se han diseñado dos rectificadores basados en CTL con uno y dos CTL, respectivamente, para una potencia de entrada mayor Pin = 5 dBm. En particular, los prototipos fabricados de rectificadores CTL simple (tamaño final: 3,5 × 3,4 cm2) y CTL dual (tamaño final: 3,8 × 3,4 cm2) se muestran en las Figs. 11 y 12, respectivamente, junto con los resultados de medición obtenidos a través de la configuración experimental en la Fig. 7. Los resultados de medición y simulación coinciden para ambos rectificadores (excepto por pequeñas discrepancias como también se discutió anteriormente) y muestran que la eficiencia máxima del rectificador CTL dual es del 75,3 %. se obtiene cuando Pin = 5,5 dBm, mientras que se obtiene una eficiencia máxima similar del 75% para una potencia de entrada ligeramente mayor Pin = 6 dBm con el rectificador CTL único (a la frecuencia de f0 = 2,38 GHz). La Tabla I compara el rendimiento obtenido por los rectificadores basados en CTL y otros rectificadores de microondas diseñados en la Fig. 11. (a) Imagen del rectificador CTL único fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 2420 y Pin = 6 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 2420), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 6 dBm). con potencia de entrada, frecuencia de trabajo y parámetros de diodo Schottky similares. Como se analiza en la Tabla I, el rectificador basado en CTL presentado es muy ventajoso para reducir las pérdidas de diodos debido a Vbi no nulo. De hecho, aunque el diodo empleado exhibe una Vbi = 0,65 V mayor que la del diodo Schottky Avago HSMS2852 empleado en otros artículos referidos, es decir, Vbi = 0,35 V, la eficiencia del rectificador propuesto es mayor que la de [12] para una potencia de entrada de −5 dBm y muy similar a la de [13]. Por otro lado, para niveles de potencia más altos, los rectificadores propuestos muestran una eficiencia sobresaliente a pesar de las mayores pérdidas del material dieléctrico empleado. En particular, el rectificador de dos CTL tiene una eficiencia de hasta el 75,3% para una potencia de entrada de 5,5 dBm, mayor que la eficiencia que se puede obtener con otros rectificadores con más del doble de potencia de entrada. Finalmente, la simplicidad del diseño del rectificador basado en CTL propuesto da como resultado tamaños de PCB compactos. D. Discusión Cabe señalar que el método de aumento de voltaje pasivo propuesto mediante CTL también se puede aplicar a otros rectificadores.

Fig. 12. (a) Imagen del rectificador CTL dual fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia f0 (RL = 1760 y Pin = 5,5 dBm), (c) como función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 1760), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 5,5 dBm).

Fig. 13. (a) Picture of the fabricated CTL bridge rectifier designed for Pin = 3.5 dBm. (b) Conversion efficiencies as function of the input power Pin for the bridge rectifier ( f0 = 0.86 GHz, RL = 7600 . A1: CTL-based bridge rectifier, measured; A2: CTL-based bridge rectifier, simulated; and A3: bridge rectifier w/o CTL, simulated) and for a series diode rectifier ( f0 = 2.45 GHz. B1: CTL-based series diode rectifier, simulated; B2: series diode rectifier w/o CTL, simulated).

estructuras. Por ejemplo, se ha introducido una CTL en un circuito rectificador en puente [42] y optimizado para una frecuencia f0 = 0,86 GHz. El rectificador fabricado (tamaño final: 3,9 × 3,4 cm2) mostrado en la Fig. 13(a) exhibe un rendimiento de eficiencia excelente, como se demuestra en la Fig. 13 (b). La estructura CTL también tiene se ha aplicado a un rectificador de diodos en serie, y el beneficio de la La introducción de un CTL es claramente visible en la Fig. 13 (b) (con un mejora máxima de la eficiencia de alrededor del 5%). Aunque el rango de potencia de entrada considerado en este trabajo fue limitado de −5 a −5 dBm (en el análisis de simulación, de −10 a 25 dBm), esto puede ampliarse teóricamente sin límites. Sin embargo, cabe señalar que el Gv alcanzable Los valores están restringidos por aspectos prácticos, como la microcinta. Precisión de fabricación de CTL y, por esta razón, eficiencias. para niveles de potencia de entrada muy bajos será limitado. Finalmente, en el esquema del rectificador basado en CTL propuesto, el La carga de CC se coloca hacia la fuente, lo que hace que esta configuración más afectados por posibles interferencias de señal, acoplamiento y ruido. Sin embargo, la ventaja de colocar la carga hacia La fuente es que los armónicos pueden filtrarse parcialmente mediante el CTL al regresar a la carga, y esto es particularmente beneficioso para potencias de entrada relativamente altas. De todos modos, se puede aumentar la distancia entre el rectificador y la fuente. optimizando oportunamente el diseño del rectificador (aprovechando presencia del TL corto), reduciendo la interferencia de la señal y acoplamiento. IV. CONCLUSIÓN En este artículo, las ventajas de un aumento de voltaje pasivo. logrado con uno o múltiples CTL en cascada para rectificador La mejora de la eficiencia de conversión a niveles de baja potencia son discutido y demostrado experimentalmente. CTL único o Se aprovechan múltiples grados de libertad de diseño de CTL para lograr una ganancia de voltaje mayor que la unidad, que se expande la dinámica de voltaje de la señal de entrada, garantizando un mejor rendimiento de conversión cuando el nivel de potencia de entrada es bajo. En particular, las curvas de máxima eficiencia alcanzable han reveló que se puede obtener una ganancia efectiva de aproximadamente 3 dB si en comparación con estructuras rectificadoras de clase F inversas similares, con consiguiente mejora de la sensibilidad del rectificador. El uso de También se han investigado múltiples CTL en cascada para obtener más información. mejora, lo que demuestra que este beneficio está limitado principalmente por el aumento de la pérdida de inserción y la sensibilidad de la tolerancia de fabricación. La adaptación de impedancia a la frecuencia fundamental tiene También se ha discutido, lo que demuestra la capacidad de la propuesta. Estructura del rectificador para lograr una muy buena adaptación de impedancia. con una estructura simple, dando lugar a un tamaño compacto. Los resultados experimentales finalmente han demostrado las ventajas del rectificador propuesto, que posee una alta eficiencia. y tamaño compacto, y, por esta razón, tal vez un excelente candidato para aplicaciones de baja potencia, como energía de RF cosecha

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Fading Zhao received the M.S. degree in test

measurement technology and instruments from

Southwest Petroleum University, Chengdu, China,

in 2015. He is currently pursuing the Ph.D. degree at

the University of Electronic Science and Technology

of China (UESTC), Chengdu.

His current research interests include microwave

rectifying circuit design and wireless power transmission (WPT).

Daniele Inserra (Member, IEEE) received the B.Sc.

degree and the M.Sc. degree (summa cum laude)

in electrical engineering and the Ph.D. degree in

industrial and information engineering from the University of Udine, Udine, Italy, in 2007, 2009, and

2013, respectively.

He was a member of the Wireless and Power Line

Communications Lab, University of Udine, until

2013. From 2013 to 2014, he was with Calzavara

S.p.a., Basiliano, Italy, as both responsible for the

Non Ionizing Radiation Laboratory’s measurement

activities and a member of the Technical Staff (antennas and electromagnetic

compatibility designer). He is currently performing post-doctoral research at

the University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu,

China. His research interests include antenna array design, RFID systems,

wireless power transfer, infomobility, wireless and power line communication

systems, radio localization and positioning techniques, hardware/software

codesign, rapid prototyping methodologies, hardware and RF devices characterization, and measurement systems.

Authorized licensed use limited to: Carleton University. Downloaded on November 04,2020 at 12:34:14 UTC from IEEE Xplore. Restrictions apply.

This article has been accepted for inclusion in a future issue of this journal. Content is final as presented, with the exception of pagination.

10 IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES

Guoliang Gao received the bachelor’s degree

in electronics science and technology from the

Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,

Nanjing, China, in 2018. He is currently pursuing the

M.S. degree at the University of Electronic Science

and Technology of China (UESTC), Chengdu,

China.

His current research interests include microwave

rectifying circuit design and wireless power transmission (WPT).

Yongjun Huang (Member, IEEE) received the M.S.

and Ph.D. degrees from the University of Electronic Science and Technology of China (UESTC),

Chengdu, China, in June 2010 and December 2016,

respectively.

From September 2013 to September 2015,

he was a Visiting Scholar solid-state science and

engineering, and mechanical engineering, Columbia

University, New York, NY, USA, and a Visiting

Project Scientist with the Department of Electrical

Engineering, University of California at Los Angeles

(UCLA), Los Angeles, CA, USA. He is currently an Associate Professor with

the School of Information and Communication Engineering, UESTC. He has

published over 80 journal articles, 70 conference proceeding papers, and

one book chapter. His research interests include antennas, microwave passive

components, electromagnetic metamaterials; chip-scale photonic crystal cavity

optomechanics, low-phase-noise RF sources, and high-resolution force/field

sensors.

Jian Li (Member, IEEE) received the B.S., M.S.,

and Ph.D. degrees in communication and information systems from the University of Electronic

Science and Technology of China, Chengdu, China,

in 2007, 2010, and 2015, respectively.

Since 2017, he has been an Associate Professor

with the School of Communication and Information

Engineering, University of Electronic Science and

Technology of China. He was a Visiting Scholar

with the Center for Computational Electromagnetics, Department of Electrical and Computer Engineering, University of Illinois at Urbana–Champaign, Urbana, IL, USA,

from 2016 to 2017. He has authored or coauthored over 80 articles in refereed

journals and conferences. His current research interests include RFID, the

Internet of Things (IoT), passive communication system, bioelectromagnetics,

integrated circuits and system, and electromagnetic metamaterials and its

applications.

Guangjun Wen (Senior Member, IEEE) received

the B.Sc. and M.Eng. degrees from Chongqing

University, Chongqing, China, in 1986 and 1992,

respectively, and the Ph.D. degree from the University of Electronic Science and Technology of China

(UESTC), Chengdu, China, in 1998.

From July 1986 to February 1995, he was

a Lecturer with Chongqing University. He was

a Post-Doctoral Fellow/Associate Professor with

UESTC from July 1998 to May 2000 and a

Post-Doctoral Fellow with the Electronics and

Telecommunication Research Institute, Gwangju, South Korea, from

May 2000 to May 2001. He was a Research Fellow with Nanyang Technological University, Singapore, from May 2001 to September 2002. He was

a Senior RF Design Engineer with VS Electronic Pte., Ltd., Singapore, and

the Sumitomo Electric Group, Yokohama, Japan, from September 2002 to

August 2005. Since January 2004, he has been a Professor with UESTC.

He was a Visiting Professor with the University of California in Los Angeles,

Los Angeles, CA, USA, from April 2015 to May 2015. He has authored or

coauthored more than 300 journal articles, two books, and two book chapters

and presented more than 150 conference papers. He holds more than 50 Chinese patents. His research interests are in radio frequency integrated circuits

and systems for various wireless communication systems, design of RFID tag

and reader, circuit components and antennas design for the Internet of Things,

wireless sensor networks, and wireless energy transmission systems.