Rectificador de microondas de alta eficiencia con línea de transmisión acoplada para la recolección de energía de baja potencia y la transmisión de energía inalámbrica

 Se propone un rectificador de microondas de alta eficiencia con una línea de transmisión acoplada para la recolección de energía de baja potencia y la transmisión de energía inalámbrica en este artículo, se propone un rectificador de microondas basado en diodos de Schottky que emplea líneas de transmisión acopladas (CTL). CTL se usa en este documento para mejorar la amplitud de voltaje a través del diodo Schottky con el consiguiente aumento en la eficiencia del rectificador, especialmente para poderes de entrada bajas. También se muestra que los CTL en cascada múltiples pueden mejorar aún más la eficiencia de conversión del rectificador, incluso si este beneficio está parcialmente aniquilado por la mayor pérdida de inserción. Se han fabricado y se han fabricado varios prototipos compactos con CTL simples y duales para 2.45 GHz para diferentes niveles de potencia de entrada. En particular, un solo rectificador CTL exhibe una eficiencia de conversión de RF a DC del 67.7% para una potencia de entrada de 0 dBm, lo que lleva a una mejora de aproximadamente el 3% con respecto a otros rectificadores referidos (con una carga de CC de 4.47 k), mientras que El rectificador CTL dual tiene una eficiencia sobresaliente de 75.3% para una potencia de entrada de solo 5.5 dBm (con una carga de CC de 1.76 K). El impulso de voltaje pasivo por medio de CTL se puede aplicar a otros circuitos de rectificadores, como también se demostró.

Términos de índice: línea de transmisión acoplada (CTL), recolección de energía, baja potencia, rectificador de microondas, transmisión de potencia inalámbrica (WPT). 

I. Introducción

 La transmisión de energía inalámbrica (WPT) y las tecnologías de recolección de energía son, hoy en día, los dos temas de investigación en gran medida considerados porque pueden proporcionar el manuscrito único recibido el 21 de julio de 2020; revisado el 18 de septiembre de 2020; Aceptado el 20 de septiembre de 2020. 

Este trabajo fue apoyado en parte por la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China bajo el Proyecto 61701082, Proyecto 61701116, Proyecto 61601093, Proyecto 61971113 y Proyecto 61901095; en parte por el Programa Nacional de I + D bajo el Proyecto 2018YFB1802102 y Project 2018AAA0103203; en parte por el Plan de Investigación y Desarrollo Provincial de Guangdong en áreas clave bajo el Proyecto 2019B010141001 y Project 2019B010142001;

 En parte por el Programa de Planificación de Ciencias y Tecnología Provinciales de Sichuan bajo el Proyecto 2018HHH0034, Proyecto 2019YFG0418, Proyecto 2019YFG0120, Proyecto 2018JY0246 y Proyecto 2020YFG0039; En parte por el Ministerio de Educación - Programa de Fondos Móviles China bajo el Proyecto MCM20180104; En parte por el Programa de Ciencia y Tecnología de Yibin: proyectos clave bajo Project 2018ZSF001 y Project 2019Gy001; y en parte por los fondos de investigación fundamentales para las universidades centrales bajo el Proyecto ZYGX2019Z022. Este artículo es una versión ampliada del Simposio de microondas Internacional IEEE MTT-S IEEE 2020 (IMS2020), Los Ángeles, CA, EE. UU., 6 de agosto de 2020. (Autores correspondientes: Daniele Inserra; Guangjun Wen). Los autores están con la escuela de información e Ingeniería de la Comunicación, Universidad de Ciencia y Tecnología Electrónica de China, Chengdu 611731, China (correo electrónico: zhaofading@163.com; inserradaniele@uestc.edu.cn; wgj@uestc.edu.cn). Las versiones de color de una o más de las figuras en este artículo están disponibles en línea en http://ieeExplore.ieee.org. Identificador de objeto digital 10.1109/TMTT.2020.3027011 

Característica de dispositivos de alimentación remota, que se puede explotar para cargar teléfonos móviles, computadoras portátiles y otros dispositivos electrónicos portátiles, o incluso automóviles eléctricos estacionados [1], alimentando sensores y actuadores de alimentación, transmisión de energía en inaccesible o regiones peligrosas para permitir una existencia sostenible y "alimentar" vehículos eléctricos, vehículos aéreos no tripulados (UAV) y plataformas de gran altitud [2]. Además, todas las aplicaciones citadas anteriormente hacen posible la realización de conceptos científicos y visiones futuras, como la estación de energía solar espacial [3], o ciudades inteligentes, edificios inteligentes e Internet de las cosas (IoT), donde una gran cantidad de dispositivos 

Es necesario que aumente la demanda de soluciones que proporcionen autonomía a estos dispositivos [4]. Como uno de los componentes principales de los sistemas de recolección de energía y WPT, el diseño de rectificadores de microondas que puede convertir de manera eficiente la energía de RF recibida en una potencia de CC es extremadamente importante para la rápida difusión de las tecnologías citadas anteriormente, especialmente para los niveles de potencia de entrada bajos de baja entrada. [5] - [7]. Un rectificador de microondas convencional generalmente contiene una combinación de uno o más dispositivos rectificadores, por ejemplo, diodos y transistores de Schottky, en serie o derivación, voltaje duplicador o configuración de puente modificada [8] - [13]. Además, el filtro de paso bajo de entrada (LPF)/red de coincidencia de impedancia, el filtro de pase de CC de salida y la carga resistiva son los otros componentes fundamentales de un rectificador clásico. La rectificación es un proceso no lineal en el que el resultado final es una combinación de algunos componentes de CC resultantes más armónicos [14]. Por lo tanto, se ha propuesto la terminación armónica y las técnicas de recolección armónica para controlar oportunamente los componentes armónicos durante el proceso de rectificación, lo que resulta en una mejora de la eficiencia [15] - [19]. En particular, las pérdidas de potencia de diodo se han identificado como el factor más limitante para lograr una alta eficiencia, y se han investigado y propuesto diferentes técnicas de terminación armónica y, en consecuencia, para reducir la potencia perdida en el diodo, por ejemplo, clase C [15], clase-D [16], clase-E [17] y clase-F/Inverse Clase-F (Clase-F-1) [18], [19] . Las técnicas de terminación armónica se han implementado efectivamente para lograr una alta eficiencia cuando la potencia de entrada del rectificador es relativamente alta, por ejemplo, mayor o igual que 10 dBm; En tal situación, de hecho, opera un diodo Schottky de alta barra Como un interruptor ideal [20]. Sin embargo, los circuitos de rectificadores no pueden obtener alta eficiencia para una potencia de entrada más baja porque el dispositivo de diodo Schottky no lineal requiere una cantidad mínima de energía para activarse [21]. Particularmente, el voltaje de entrada debe ser mayor que cierto valor umbral para permitir que el diodo comience para generar un voltaje de CC relativamente grande. Para mejorar la eficiencia de conversión en niveles de baja potencia, se han adoptado y discutido diferentes estrategias en la literatura. En particular, el primer método sencillo es mejorar la eficiencia de todas las partes del circuito rectificador. Con este fin, se ha empleado un sustrato dieléctrico RT/Duroid 5880 de baja pérdida en [22] para diseñar un circuito rectificador de diodos de una sola serie. En [23], la temperatura óptima de trabajo de diodos se ha investigado para mejorar el rendimiento del diodo a niveles de baja potencia. En particular, se ha fabricado un rectificador en dieléctrico RT/Duroid 6002 de baja pérdida, obteniendo el 17.5% de la eficiencia de conversión para una potencia de entrada de -30 dBm a 10 ° C. También se han propuesto rectificadores de varias etapas para mejorar el nivel de voltaje en el régimen de baja potencia [24]-[26]. No obstante, el número de rectificadores en cascada no se puede tomar demasiado debido a un aumento de pérdidas generales, lo que generalmente conduce a una reducción de la eficiencia de conversión RFTO-DC, y por esta razón, una compensación entre el número de etapas y la pérdida de energía debe ser hecho durante dicho diseño. Además, los rectificadores de varias etapas son complejos en diseño y análisis teórico. Como ejemplo, se diseñaron y analizaron los rectificadores de doble voltaje de Dickson de una/dos etapas en la tecnología PCB en [13] y [27]-[29], con la eficiencia de conversión final de RF a DC de aproximadamente 70% para un potencia de entrada de −1 dBm a 900 MHz [29]. También se ha descrito varias metodologías para compensar el voltaje umbral de diodo. Para los rectificadores de varias etapas en la tecnología CMOS analógica estándar, se ha propuesto el método de compensación de umbral que tiene la intención de mejorar el potencial de unión del diodo para lograr una mayor eficiencia en niveles de potencia de ultralownw [24], [30]. Sin embargo, dicho método aumenta la complejidad del diseño del rectificador, y no se puede utilizar para el diseño de rectificadores de PCB personalizados. En [31], se ha empleado una fuente de energía térmica en una RF ambiental cooperativa mixta y un cosechador de energía térmica para sesgar el diodo y lograr una mayor eficiencia de conversión, lo que lleva a una eficiencia de conversión de 33.4% para una potencia de entrada de -30 dBm. También se han propuesto señales de entrada multitona para aumentar el voltaje de entrada de pico a pico del rectificador, lo que lleva a una mejora de la eficiencia de conversión de potencia para potencias de entrada promedio bajas [32]-[34]. Sin embargo, tales rectificadores aumentan la complejidad del diseño del rectificador (porque requieren el diseño de redes de coincidencia de banda ancha) y el sistema WPT general también. En el trabajo preliminar, estos autores han propuesto un rectificador de microondas de diodo Schottky de alta eficiencia compacta y alta para una potencia de entrada de 0 dBm basada en una línea de transmisión acoplada (CTL) [35], mostrando, experimentalmente, que CTL puede diseñarse para filtrar armónicos de alto orden. Este artículo extiende el trabajo preliminar presentado en [35] al proponer un análisis teórico completo y detallado del rectificador CTL y su diseño, considerando regímenes de baja y alta potencia, y presentando un amplio experimental

Fig. 1. Esquema conceptual de un rectificador de diodos Schottky convencional de una sola conmutación

Donde el PIN es la potencia de entrada de RF, mientras que Ploss representa todas las pérdidas de potencia del proceso de rectificación, generalmente identificada en tres términos principales: pérdidas de diodo Pdiodo, pérdida, pérdidas de PCB PPCB, pérdida e impedancia de pérdidas de falta de incomparación PMAching, pérdida [18]. Después de algunas manipulaciones matemáticas, (1) se puede reescribir como 

Donde el PIN es la potencia de entrada de RF, mientras que Ploss representa todas las pérdidas de potencia del proceso de rectificación, generalmente identificada en tres términos principales: pérdidas de diodo Pdiodo, pérdida, pérdidas de PCB PPCB, pérdida e impedancia de pérdidas de falta de incomparación PMAching, pérdida [18]. Después de algunas manipulaciones matemáticas, (1) se puede reescribir como

Fig. 2. Conventional microwave to dc power conversion efficiency curve as a function of the input power

se alcanza cuando la potencia de entrada está cerca de Pdc,max = V 2 br/4RL (debido a que el voltaje de ruptura del diodo Vbr limita la excursión máxima de la potencia de salida de CC [37]). Cuando Pin excede este valor, ηrect comienza a degradarse porque incluso si el voltaje pico a pico es mayor que el voltaje de ruptura del diodo Vbr, el voltaje de salida no puede aumentar también. Por otro lado, en el régimen de baja potencia, el voltaje de polarización inversa de CC del diodo introducido por el voltaje de la resistencia de carga del rectificador a lo largo de la ruta de CC (que es igual al voltaje de CC de carga Vout) es menor o comparable con la construcción del diodo directo. -en potencial Vbi; En esta situación, no hay suficiente energía de entrada para encender el diodo y comenzar a cargar el condensador de salida. Como se analiza en [18], las pérdidas de diodo normalizadas se pueden aproximar como

donde Vout corresponde al valor medio del voltaje a través el diodo Vd (t), es decir,

Dado que Vout es el voltaje rectificado a través de la resistencia de carga, en general aumenta con el aumento en el componente de frecuencia fundamental del voltaje a través del diodo Vd [15], [18]. Finalmente, in también es función de Pin porque la conductancia no lineal del rectificador cambia con el nivel de potencia de entrada y, por esta razón, la adaptación de impedancia debe realizarse correctamente. B. Rectificador basado en línea de transmisión acoplada En este trabajo, se emplea un CTL [35] para aumentar el voltaje Vd a través del diodo y, en consecuencia, obtener una mejora de la eficiencia del rectificador en el régimen de baja potencia como se analizó anteriormente. La figura 3 muestra el circuito rectificador de microondas de diodo Schottky de derivación única propuesto. Consiste en un condensador de bloque de CC C1, una línea de transmisión corta (TL) con impedancia característica ZTL y longitud angular θTL, una CTL con un extremo en cortocircuito, un diodo Schottky D1, un extremo corto λ/8 con impedancia característica Zstub, un filtro de CC compuesto por el inductor de RF L1 y el condensador C2, y una carga resistiva RL.

Fig. 3. Esquema del rectificador basado en CTL propuesto.

Como se presenta en [35], el CTL se puede caracterizar por la matriz ABCD correspondiente, es decir,

cuyas entradas pueden escribirse explícitamente como
 

donde Zce y Zco son las impedancias características de modo par e impar del CTL, respectivamente, mientras que θc es su longitud angular. En [38], estos tres grados de libertad se utilizaron para obtener una adaptación de impedancia en dos frecuencias diferentes y luego se optimizaron para lograr una adaptación de impedancia de banda ancha. En particular, la impedancia Zin,3 a la frecuencia de trabajo f0 puede escribirse formalmente como [38]

donde Zin,2 = Z D + j Zstub (Z D es la impedancia del diodo Z D = RD − j X D, y j Zstub es la reactancia del trozo en f0 [6]). Suponiendo que TL sea muy corto, tal que Zin,4 ≈ Zin,3 y Zin = 50, se puede lograr la adaptación de impedancia cuando Re{Zin,3} = 50 e Im{Zin,3} = 0. En este trabajo, en lugar de Al explotar los grados de libertad del CTL para lograr un rendimiento multifrecuencia, se emplea un criterio de diseño diferente, es decir,

que representa una ganancia de voltaje introducida por el CTL; este aumento de voltaje pasivo se emplea aquí para mejorar la dinámica del voltaje de entrada con el consiguiente aumento en el voltaje de CC a través del diodo Vout, como se analiza en II-A. En este trabajo se han utilizado TL de microcinta acopladas asimétricamente acopladas con bordes para implementar los parámetros Zce y Zco requeridos. 

Fig. 4. (a) Esquema del rectificador clase F-1 [6] utilizado para comparación. (b) Curvas de eficiencia de conversión de potencia simuladas para un rectificador basado en CTL y un rectificador clase F-1 obtenidas optimizando todos los parámetros de diseño de los rectificadores en cada nivel de potencia de entrada. (c) Vd y Vin de clase F-1 y un-CTL. (d) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = −5 dBm

Los beneficios introducidos por el aumento de voltaje pasivo aquí descrito para diferentes niveles de potencia de entrada se comparan comparando las eficiencias de conversión totales de un rectificador basado en CTL (diseñado para la frecuencia de 2,45 GHz) y las de un rectificador de clase F inversa (F-1) [ 6] cuyo esquema se muestra en la Fig. 4 (a), y los resultados se informan en la Fig. 4 (b). En particular, las curvas de eficiencia de conversión total se han obtenido optimizando todos los parámetros de diseño con la herramienta comercial Keysight ADS para cada Pin de potencia de entrada, lo que lleva a curvas ideales de eficiencia máxima alcanzable (para esto se ha empleado un Avago HSMS2860 sobre un sustrato dieléctrico Rogers RO4003C de 0,508 de espesor). análisis; para el caso Pin = −5 dBm, los parámetros optimizados para el rectificador CTL son Zstub = 82,6, Zce = 45, Zco = 92, θc = 45◦ y RL = 4500; y parámetros optimizados para la clase -F−1 son Zstub,λ/8 = 93,4, Zstub,λ/12 = 93,4 y RL = 2860). Como se puede observar, la introducción del CTL aumenta efectivamente la dinámica del voltaje de entrada (como se muestra en la Fig. 4 (c) para el caso Pin = −5 dBm, donde Gv = 5.65), lo que lleva a un voltaje de CC Vout mayor que la obtenida con el rectificador clase F-1 y, en consecuencia, para reducir las pérdidas de los diodos, como se puede deducir de (3) y confirmar en la Fig. 4 (d). Curiosamente, el uso de CTL mueve la curva de eficiencia hacia valores de Pin más bajos, y en la Fig. 4 (b) se observa una ganancia efectiva aproximada de aproximadamente 3 dB. Además, dado que el ramal λ/8 implementa una segunda terminación de armónicos de corriente [6], mientras que CTL actúa como un filtro de armónicos y reduce parcialmente otros armónicos [35], las eficiencias del rectificador basado en CTL son excelentes también para valores de potencia de entrada más altos. En teoría, el aumento de voltaje pasivo Gv introducido mediante el uso de un CTL se puede mejorar aún más empleando más CTL en cascada, como se muestra en la Fig. 5 (a) (donde se emplean dos CTL) y (b) (tres CTL). La sección de dos CTL en cascada se puede caracterizar evaluando la matriz ABCD correspondiente, que se lee fácilmente 

donde los subíndices 1 y 2 se refieren a elementos de la matriz del primer y segundo CTL, respectivamente. Por lo tanto, la impedancia de entrada Zin de un rectificador de dos CTL se puede derivar como

(la derivación de la impedancia de entrada para el rectificador de tres CTL sigue el mismo procedimiento). Las eficiencias totales optimizadas logradas con el uso de dos y tres CTL se muestran en la Fig. 5 (c). En general, el mayor número de CTL en cascada es beneficioso para reducir las pérdidas de diodo (como también se muestra en la Fig. 5 (d) para el caso Pin = −5 dBm), incluso si este beneficio es parcialmente aniquilado por el aumento de la pérdida de inserción de CTL. Para comprender mejor las ventajas de la estructura del rectificador propuesta, las contribuciones a la pérdida de potencia del diodo se han separado en Ploss,Rs y Ploss,Cj,Vbi, que representan las pérdidas asociadas con la resistencia en serie del diodo Rs y la asociada con la capacitancia de la unión Cj. 0 y voltaje incorporado Vbi, respectivamente, como se muestra en la Fig. 5 (e) (estas contribuciones se han calculado, como se describe en [18] y [27]). Como se puede observar, el uso de CTL puede reducir drásticamente las pérdidas debidas a Vbi, como se analizó anteriormente, mientras que se observa un pequeño aumento en las pérdidas asociadas con Rs. Cuando se consideran altos niveles de potencia de entrada, los CTL en cascada también pueden lograr una alta eficiencia. En tal situación, el aumento pasivo de voltaje no es importante porque la dinámica de voltaje de la señal de entrada ya ha alcanzado la dinámica máxima del diodo Schottky y, por esta razón, se ha observado una reducción óptima general de Gv con el aumento de Pin (Gv optimizados para rectificador de un CTL son 5,65, 5,16 y 4,25 para Pin = −5, 0 y 5 dBm, respectivamente; para dos CTL, los Gv totales optimizados son 6,47, 6,07 y 4,97, respectivamente; y para tres CTL , 6,37, 6,1 y 4,4, respectivamente); por lo tanto, los parámetros de diseño de CTL están optimizados para filtrar los armónicos de los diodos, lo que genera bajas pérdidas en los diodos, como se muestra en la Fig. 5 (f). La mejor eficiencia se obtiene para dos CTL en cascada, lo que conduce al mejor equilibrio entre filtrado de armónicos y pérdida de inserción. Finalmente, es interesante que el pico de eficiencia ηmax = 81,6% de dos rectificadores CTL en cascada se obtiene para Pin = 10 dBm, mientras que el pico de eficiencia ηmax = 80,6% del rectificador clase F-1 se obtiene cuando Pin = 12 dBm . Esto se debe a que dado que el rectificador CTL optimizado tiene una resistencia de carga óptima mayor (1171) que la del rectificador clase F-1 (960), según (2), el pico de eficiencia se logra para niveles de potencia de entrada más bajos [39 ]. C. Adaptación de impedancia y diseño de rectificador basado en CTL Como se analizó en II-A, la adaptación de impedancia del rectificador es extremadamente importante para lograr una alta eficiencia de rectificación y depende en gran medida de la impedancia del diodo Z D. En particular, un diodo Schottky Avago HSMS2860 (con serie resistencia Rs = 6, capacitancia de unión de polarización cero Cj0 = 0,18 pF, voltaje de ruptura Vbr = 7 V y potencial incorporado Vbi = 0,65 V) se ha considerado para determinar Z D para diferentes pines, como se muestra en la Fig. 6. Como se puede observar, RD es inferior a 50 en el régimen de baja potencia (Pin ≤ 0 dBm), y el diodo se caracteriza por una reactancia capacitiva X D del orden de 200–300. Como se analiza en [6], se emplea un TL de extremo corto λ/8 (cuya impedancia Zλ/8 = j Zstub tan((π/4)(ω/ω0)) es igual a j Zstub en f0) para cancelar ( o al menos reducir) esta reactancia capacitiva X D. En un caso ideal, dado que la reactancia del trozo λ/8 j Zstub compensa la reactancia capacitiva del diodo Schottky X D en f0, la impedancia Zin,2 es puramente resistiva con valores del orden de 30, para lo cual no es difícil obtener una buena adaptación de impedancia con CTL a través de (7) [38]. Vale la pena señalar que, para la estructura del rectificador clase F-1 considerada anteriormente (que emplea un TL para la adaptación de impedancia de entrada), cuando la resistencia del diodo es inferior a 50, la adaptación de impedancia no es fácil y requiere una TL larga (para Pin = −5 dBm y una longitud TL es de 10,6 mm, es decir, θTL ≈ 60◦). Por lo tanto, el uso de CTL también es beneficioso para igualar fácilmente la impedancia de entrada en el régimen de baja potencia, es decir, cuando la resistencia del diodo es pequeña. El TL corto que se puede ver en la Fig. 3 se ha ignorado durante la descripción de la adaptación de impedancia. Aunque no es necesario desde un punto de vista teórico, se emplea por tres razones principales: la primera es que puede separar la sección CTL del punto de conexión de entrada, logrando una mejor disposición como se puede observar en las imágenes de rectificadores fabricados que se muestran en la Sección III. En segundo lugar, puede compensar pequeñas variaciones de impedancia con respecto al caso ideal descrito anteriormente. De hecho, los valores prácticos de Zstub no son mayores que 150 , lo que dificulta la compensación perfecta de la reactancia capacitiva del diodo X D. En tercer lugar, la necesidad de satisfacer simultáneamente (7) y (8) limita los posibles valores de Gv, especialmente para potencias de entrada más bajas. Por lo tanto, la presencia del TL corto relaja la restricción de adaptación de impedancia, que ahora se puede reescribir como

Fig. 5. Esquema del rectificador propuesto con (a) dos CTL en cascada y (b) tres CTL en cascada. (c) Curvas de eficiencia de conversión de potencia simuladas para dos y tres rectificadores basados en CTL obtenidas optimizando todos los parámetros de diseño del rectificador en cada nivel de potencia de entrada. (d) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = −5 dBm. (e) Detalle de las pérdidas del diodo para Pin = −5 dBm. (f) Contribuciones a la pérdida de potencia para Pin = 10 dBm.

Fig. 6. (a) Esquema empleado para evaluar el circuito de impedancia del diodo (donde C1 y L1 son componentes ideales). (b) Impedancia de diodo Avago HSMS2860 simulada para diferentes niveles de potencia de entrada (f0 = 2,45 GHz y RL = 4470)

Esto también se demuestra por el hecho de que, en el caso Pin = −5 dBm (que requiere la síntesis de alto Gv), la longitud TL optimizada θTL para un solo CTL es de aproximadamente 50◦, mientras que, en el caso Pin = 10 dBm (que no requiere la síntesis de Gv alto), la longitud de TL optimizada es de solo 20 ◦. El software MATLAB se utiliza para determinar un conjunto de parámetros de diseño iniciales para el rectificador de la Fig. 3. En particular, a partir del valor de impedancia del diodo en la Fig. 6, la impedancia característica del stub se determina como Zstub = |Xd | o el valor máximo de impedancia implementable según los límites de fabricación del ancho de línea de microcinta. Después de eso, se emplea la impedancia Zin,2 = RD − j(X D − Zstub) para resolver (11) y (8). En particular, la función fmincon de MATLAB (que resuelve problemas de minimización multivariable no lineales restringidos) se emplea para minimizar la función 1/Gv, es decir, maximizar Gv, con la restricción de desigualdad no lineal |in|=|((Zin − 50)/(Zin + 50))| ≥ 20 dB y determine los parámetros óptimos Zce, Zco, θs, ZTL y θTL. Después de este primer procedimiento de diseño, que, según la Fig. 6, para Pin = −5 dBm condujo a Zstub = 236 (se establece inicialmente una impedancia característica de 130, que corresponde a una línea microstrip de 0,1 mm de ancho). ), Zce = 25, Zco = 47, θc = 45◦, ZTL = 15 y θTL = 50◦, se emplea el simulador de circuito comercial Keysight ADS para optimizar los parámetros finales en su entorno de simulación electromagnética completa. III. RESULTADOS EXPERIMENTALES Un diodo Schottky Avago HSMS2860 y el sustrato dieléctrico Rogers RO4003C (εr = 3,55 y tan δ = 0,0034)

Fig. 7. Diagrama del sistema probado.

con un espesor de 0,508 mm han sido seleccionados para fabricar varios prototipos del rectificador de microondas basado en CTL presentado en este trabajo. En particular, se ha considerado una frecuencia de trabajo de alrededor de 2,45 GHz y tres potencias de entrada diferentes Pin = −5, 0 y 5 dBm para comparar el rendimiento del rectificador basado en CTL con una campaña de medición experimental. Los resultados experimentales se obtuvieron de acuerdo con la configuración de medición que se muestra en la Fig. 7 [40], [41]. Se ha utilizado un generador de señal (Agilent N5171B) para generar el Pin de potencia de entrada requerido, que ha sido calibrado con un medidor de potencia Agilent E4418B. Después de eso, cada rectificador de microondas se conectó al generador de señales y el voltaje de CC producido Vout a través de la resistencia de carga variable RL se midió con un multímetro digital (Agilent 34401A). A. Pin de la caja = −5 dBm El prototipo fabricado del rectificador basado en CTL con un CTL (tamaño final 3,5 × 3,4 cm2) se muestra en la Fig. 8(a). Como se puede observar, la introducción del TL corto es muy importante para separar el condensador C1 de la implementación del CTL. Además, se ha introducido otro TL corto entre el punto de entrada y la sección de carga de CC para separar las partes de CC y RF (este TL sólo tiene efectos menores durante el proceso de diseño). Se midió el voltaje de CC Vout a través de la resistencia de carga para determinar la eficiencia de conversión total η de acuerdo con (2) cuando f0, Pin y RL se varían singularmente, y los resultados de la medición se muestran en la Fig. 8(b)–(d ), respectivamente. En general, los resultados de la simulación y la medición concuerdan bien, incluso si en la Fig. 8 (b) y (c), respectivamente, se ven un pequeño desplazamiento de frecuencia y valores de Vout (y eficiencia) mejorados para Pin más altos, principalmente debido al diodo y imprecisiones del modelo de paquete, variaciones de permitividad dieléctrica y otras tolerancias de fabricación. La eficiencia máxima del 60,4% a 2,39 GHz se mide para RL = 4470. Además, se encuentra que η ≥ 50% se mide para un rango relativamente amplio de RL (de 1500 a 8000) y Pin (de −6 a +7 dBm). También se diseñó y fabricó un rectificador basado en CTL con dos CTL (tamaño final 4,3 × 3,4 cm2) (para la misma potencia de entrada Pin = 5 dBm), y en la Fig. 9 (a) se muestra una imagen del prototipo. En este caso, se mide una eficiencia máxima del 58,5% a 2,39 GHz, como se muestra en la Fig. 9(b) (RL = 4070), que es aproximadamente un 3% menor que el resultado simulado. Mediante un intenso trabajo de simulación, se ha descubierto que el rectificador de dos CTL es más sensible a las tolerancias de fabricación (un error de fabricación de 0,01 mm en la realización del diseño del rectificador de dos CTL puede introducir una reducción de la eficiencia de conversión de aproximadamente un 2%) , y esta es probablemente la razón principal de este resultado. Eficiencia medida (y simulada) en función del Pin para la frecuencia óptima de 2,39 GHz

Fig. 8. (a) Imagen del rectificador CTL fabricado para Pin = −5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4470 y Pin = −5 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,39 GHz y RL = 4470), y (d) en función de RL (f0 = 2,39 GHz y Pin = −5 dBm).

Fig. 9. (a) Imagen del rectificador de dos CTL fabricado para Pin = −5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4070 y Pin = −5 dBm), (c ) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,39 GHz y RL = 4070), y (d) en función de RL (f0 = 2,39 GHz y Pin = −5 dBm).

se representa en la Fig. 9 (c) (RL = 4070), mientras que la Fig. 9 (d) muestra los resultados de eficiencia en función de RL a 2,39 GHz. En cuanto a un CTL, se encuentra que un amplio rango de RL (de 2000 a 7500) y Pin (de −7 a +6 dBm) satisfacen η ≥ 50%. B. Pin del caso = 0 dBm Para este caso, se fabricó un rectificador basado en CTL con un solo CTL (tamaño final: 3,6 × 3,4 cm2), como se muestra en la Fig. 10(a). Se mide una eficiencia máxima del 67,7% a 2,38 GHz, como se muestra en la Fig. 10(b) (RL = 4200), ligeramente mayor que las simulaciones. Eficiencia medida (y simulada)

Fig. 10. (a) Imagen del rectificador fabricado para Pin = 0 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 4200 y Pin = 0 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 4200), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 0 dBm).

Fig. 11. (a) Imagen del rectificador CTL único fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 2420 y Pin = 6 dBm), (c) como en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 2420), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 6 dBm)

en función de Pin para la frecuencia de 2,38 GHz se muestra en la Fig. 10 (c) (RL = 4200), mientras que la Fig. 10 (d) muestra la eficiencia en función de RL a 2,38 GHz. En este caso, se encuentra que η ≥ 50% se mide para un rango relativamente amplio de RL (de 1500 a 6000) y Pin (de −3 a +7 dBm). C. Caja Pin = 5 dBm Se han diseñado dos rectificadores basados en CTL con uno y dos CTL, respectivamente, para una potencia de entrada mayor Pin = 5 dBm. En particular, los prototipos fabricados de rectificadores CTL simple (tamaño final: 3,5 × 3,4 cm2) y CTL dual (tamaño final: 3,8 × 3,4 cm2) se muestran en las Figs. 11 y 12, respectivamente, junto con los resultados de medición obtenidos a través de la configuración experimental en la Fig. 7. Los resultados de medición y simulación coinciden para ambos rectificadores (excepto por pequeñas discrepancias como también se discutió anteriormente) y muestran que la eficiencia máxima del rectificador CTL dual es del 75,3 %. se obtiene cuando Pin = 5,5 dBm, mientras que se obtiene una eficiencia máxima similar del 75% para una potencia de entrada ligeramente mayor Pin = 6 dBm con el rectificador CTL único (a la frecuencia de f0 = 2,38 GHz). La Tabla I compara el rendimiento obtenido por los rectificadores basados en CTL y otros rectificadores de microondas diseñados en la Fig. 11. (a) Imagen del rectificador CTL único fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia fundamental f0 (RL = 2420 y Pin = 6 dBm), (c) en función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 2420), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 6 dBm). con potencia de entrada, frecuencia de trabajo y parámetros de diodo Schottky similares. Como se analiza en la Tabla I, el rectificador basado en CTL presentado es muy ventajoso para reducir las pérdidas de diodos debido a Vbi no nulo. De hecho, aunque el diodo empleado exhibe una Vbi = 0,65 V mayor que la del diodo Schottky Avago HSMS2852 empleado en otros artículos referidos, es decir, Vbi = 0,35 V, la eficiencia del rectificador propuesto es mayor que la de [12] para una potencia de entrada de −5 dBm y muy similar a la de [13]. Por otro lado, para niveles de potencia más altos, los rectificadores propuestos muestran una eficiencia sobresaliente a pesar de las mayores pérdidas del material dieléctrico empleado. En particular, el rectificador de dos CTL tiene una eficiencia de hasta el 75,3% para una potencia de entrada de 5,5 dBm, mayor que la eficiencia que se puede obtener con otros rectificadores con más del doble de potencia de entrada. Finalmente, la simplicidad del diseño del rectificador basado en CTL propuesto da como resultado tamaños de PCB compactos. D. Discusión Cabe señalar que el método de aumento de voltaje pasivo propuesto mediante CTL también se puede aplicar a otros rectificadores.

Fig. 12. (a) Imagen del rectificador CTL dual fabricado para Pin = 5 dBm, (b) eficiencia de conversión medida en función de la frecuencia f0 (RL = 1760 y Pin = 5,5 dBm), (c) como función de la potencia de entrada Pin (f0 = 2,38 GHz y RL = 1760), y (d) en función de RL (f0 = 2,38 GHz y Pin = 5,5 dBm).

Fig. 13. (a) Picture of the fabricated CTL bridge rectifier designed for Pin = 3.5 dBm. (b) Conversion efficiencies as function of the input power Pin for the bridge rectifier ( f0 = 0.86 GHz, RL = 7600 . A1: CTL-based bridge rectifier, measured; A2: CTL-based bridge rectifier, simulated; and A3: bridge rectifier w/o CTL, simulated) and for a series diode rectifier ( f0 = 2.45 GHz. B1: CTL-based series diode rectifier, simulated; B2: series diode rectifier w/o CTL, simulated).

estructuras. Por ejemplo, se ha introducido una CTL en un circuito rectificador en puente [42] y optimizado para una frecuencia f0 = 0,86 GHz. El rectificador fabricado (tamaño final: 3,9 × 3,4 cm2) mostrado en la Fig. 13(a) exhibe un rendimiento de eficiencia excelente, como se demuestra en la Fig. 13 (b). La estructura CTL también tiene se ha aplicado a un rectificador de diodos en serie, y el beneficio de la La introducción de un CTL es claramente visible en la Fig. 13 (b) (con un mejora máxima de la eficiencia de alrededor del 5%). Aunque el rango de potencia de entrada considerado en este trabajo fue limitado de −5 a −5 dBm (en el análisis de simulación, de −10 a 25 dBm), esto puede ampliarse teóricamente sin límites. Sin embargo, cabe señalar que el Gv alcanzable Los valores están restringidos por aspectos prácticos, como la microcinta. Precisión de fabricación de CTL y, por esta razón, eficiencias. para niveles de potencia de entrada muy bajos será limitado. Finalmente, en el esquema del rectificador basado en CTL propuesto, el La carga de CC se coloca hacia la fuente, lo que hace que esta configuración más afectados por posibles interferencias de señal, acoplamiento y ruido. Sin embargo, la ventaja de colocar la carga hacia La fuente es que los armónicos pueden filtrarse parcialmente mediante el CTL al regresar a la carga, y esto es particularmente beneficioso para potencias de entrada relativamente altas. De todos modos, se puede aumentar la distancia entre el rectificador y la fuente. optimizando oportunamente el diseño del rectificador (aprovechando presencia del TL corto), reduciendo la interferencia de la señal y acoplamiento. IV. CONCLUSIÓN En este artículo, las ventajas de un aumento de voltaje pasivo. logrado con uno o múltiples CTL en cascada para rectificador La mejora de la eficiencia de conversión a niveles de baja potencia son discutido y demostrado experimentalmente. CTL único o Se aprovechan múltiples grados de libertad de diseño de CTL para lograr una ganancia de voltaje mayor que la unidad, que se expande la dinámica de voltaje de la señal de entrada, garantizando un mejor rendimiento de conversión cuando el nivel de potencia de entrada es bajo. En particular, las curvas de máxima eficiencia alcanzable han reveló que se puede obtener una ganancia efectiva de aproximadamente 3 dB si en comparación con estructuras rectificadoras de clase F inversas similares, con consiguiente mejora de la sensibilidad del rectificador. El uso de También se han investigado múltiples CTL en cascada para obtener más información. mejora, lo que demuestra que este beneficio está limitado principalmente por el aumento de la pérdida de inserción y la sensibilidad de la tolerancia de fabricación. La adaptación de impedancia a la frecuencia fundamental tiene También se ha discutido, lo que demuestra la capacidad de la propuesta. Estructura del rectificador para lograr una muy buena adaptación de impedancia. con una estructura simple, dando lugar a un tamaño compacto. Los resultados experimentales finalmente han demostrado las ventajas del rectificador propuesto, que posee una alta eficiencia. y tamaño compacto, y, por esta razón, tal vez un excelente candidato para aplicaciones de baja potencia, como energía de RF cosecha

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This article has been accepted for inclusion in a future issue of this journal. Content is final as presented, with the exception of pagination.

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pp. 1921–1932, May 2020.

Fading Zhao received the M.S. degree in test

measurement technology and instruments from

Southwest Petroleum University, Chengdu, China,

in 2015. He is currently pursuing the Ph.D. degree at

the University of Electronic Science and Technology

of China (UESTC), Chengdu.

His current research interests include microwave

rectifying circuit design and wireless power transmission (WPT).

Daniele Inserra (Member, IEEE) received the B.Sc.

degree and the M.Sc. degree (summa cum laude)

in electrical engineering and the Ph.D. degree in

industrial and information engineering from the University of Udine, Udine, Italy, in 2007, 2009, and

2013, respectively.

He was a member of the Wireless and Power Line

Communications Lab, University of Udine, until

2013. From 2013 to 2014, he was with Calzavara

S.p.a., Basiliano, Italy, as both responsible for the

Non Ionizing Radiation Laboratory’s measurement

activities and a member of the Technical Staff (antennas and electromagnetic

compatibility designer). He is currently performing post-doctoral research at

the University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu,

China. His research interests include antenna array design, RFID systems,

wireless power transfer, infomobility, wireless and power line communication

systems, radio localization and positioning techniques, hardware/software

codesign, rapid prototyping methodologies, hardware and RF devices characterization, and measurement systems.

Authorized licensed use limited to: Carleton University. Downloaded on November 04,2020 at 12:34:14 UTC from IEEE Xplore. Restrictions apply.

This article has been accepted for inclusion in a future issue of this journal. Content is final as presented, with the exception of pagination.

10 IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES

Guoliang Gao received the bachelor’s degree

in electronics science and technology from the

Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,

Nanjing, China, in 2018. He is currently pursuing the

M.S. degree at the University of Electronic Science

and Technology of China (UESTC), Chengdu,

China.

His current research interests include microwave

rectifying circuit design and wireless power transmission (WPT).

Yongjun Huang (Member, IEEE) received the M.S.

and Ph.D. degrees from the University of Electronic Science and Technology of China (UESTC),

Chengdu, China, in June 2010 and December 2016,

respectively.

From September 2013 to September 2015,

he was a Visiting Scholar solid-state science and

engineering, and mechanical engineering, Columbia

University, New York, NY, USA, and a Visiting

Project Scientist with the Department of Electrical

Engineering, University of California at Los Angeles

(UCLA), Los Angeles, CA, USA. He is currently an Associate Professor with

the School of Information and Communication Engineering, UESTC. He has

published over 80 journal articles, 70 conference proceeding papers, and

one book chapter. His research interests include antennas, microwave passive

components, electromagnetic metamaterials; chip-scale photonic crystal cavity

optomechanics, low-phase-noise RF sources, and high-resolution force/field

sensors.

Jian Li (Member, IEEE) received the B.S., M.S.,

and Ph.D. degrees in communication and information systems from the University of Electronic

Science and Technology of China, Chengdu, China,

in 2007, 2010, and 2015, respectively.

Since 2017, he has been an Associate Professor

with the School of Communication and Information

Engineering, University of Electronic Science and

Technology of China. He was a Visiting Scholar

with the Center for Computational Electromagnetics, Department of Electrical and Computer Engineering, University of Illinois at Urbana–Champaign, Urbana, IL, USA,

from 2016 to 2017. He has authored or coauthored over 80 articles in refereed

journals and conferences. His current research interests include RFID, the

Internet of Things (IoT), passive communication system, bioelectromagnetics,

integrated circuits and system, and electromagnetic metamaterials and its

applications.

Guangjun Wen (Senior Member, IEEE) received

the B.Sc. and M.Eng. degrees from Chongqing

University, Chongqing, China, in 1986 and 1992,

respectively, and the Ph.D. degree from the University of Electronic Science and Technology of China

(UESTC), Chengdu, China, in 1998.

From July 1986 to February 1995, he was

a Lecturer with Chongqing University. He was

a Post-Doctoral Fellow/Associate Professor with

UESTC from July 1998 to May 2000 and a

Post-Doctoral Fellow with the Electronics and

Telecommunication Research Institute, Gwangju, South Korea, from

May 2000 to May 2001. He was a Research Fellow with Nanyang Technological University, Singapore, from May 2001 to September 2002. He was

a Senior RF Design Engineer with VS Electronic Pte., Ltd., Singapore, and

the Sumitomo Electric Group, Yokohama, Japan, from September 2002 to

August 2005. Since January 2004, he has been a Professor with UESTC.

He was a Visiting Professor with the University of California in Los Angeles,

Los Angeles, CA, USA, from April 2015 to May 2015. He has authored or

coauthored more than 300 journal articles, two books, and two book chapters

and presented more than 150 conference papers. He holds more than 50 Chinese patents. His research interests are in radio frequency integrated circuits

and systems for various wireless communication systems, design of RFID tag

and reader, circuit components and antennas design for the Internet of Things,

wireless sensor networks, and wireless energy transmission systems.

Un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de Transmisión de energía inalámbrica ultrasónica durante la comunicación

 

sensores

MDPI

Artículo

Un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de

Transmisión de energía inalámbrica ultrasónica durante la comunicación

Yu Li, Juan Cui, Gang Li, Lu Liu, Yongqiu Zheng, Junbin Zang y Chenyang Xue *

Laboratorio Clave de Ciencia de Instrumentación y Medición Dinámica Ministerio de Educación, Universidad del Norte

de China, Taiyuan 030051, China; liyu950921@163.com (Y.L.); cuijuan@nuc.edu.cn (J.C.); lg965050@163.com (G.L.);

liulu2235909526@163.com (LL); zhengyongqiu@nuc.edu.cn (Y.Z.); zangjunbin@163.com (J.Z.)

Correspondencia: xuechenyang@nuc.edu.cn; Teléfono: +86-13934168600

Resumen: Debido a la excelente directividad, la fuerte penetrabilidad y la ausencia de efecto de protección electromagnética,

Las ondas ultrasónicas tienen un buen potencial para la transmisión inalámbrica de energía y la transferencia de

información dentro y fuera de dispositivos metálicos sellados. Sin embargo, los métodos tradicionales de transmisión

de energía basados ​​en ultrasonidos generalmente dan como resultado un consumo de energía considerable debido

al desajuste de impedancia durante la modulación de impedancia de la comunicación. Este artículo presenta un

método de diseño óptimo para la transferencia eficiente de energía durante la comunicación ultrasónica. El modelo de

circuito equivalente de canal se establece utilizando únicamente los parámetros de dispersión del canal acústico-

eléctrico. Según el modelo de circuito equivalente, durante la comunicación se realizan coincidencias de impedancia

de canal con un estado de discrepancia débil. De esta forma se asegura el efecto de modulación de impedancia con

una menor disminución de la eficiencia de transmisión de energía. Finalmente, la transmisión simultánea de energía

y modulación de impedancia se realiza a través de la placa de acero inoxidable 304 de 11 mm de espesor. La

potencia de transmisión es de 37,86 W con una eficiencia de transmisión del 45,75% y la velocidad de modulación es de

10 Kbps. En comparación con los métodos tradicionales, nuestra eficiencia de transmisión de energía propuesta es

aumentó un 17,62%. Los resultados verifican la efectividad del método propuesto y la alta precisión de

el modelo. El método propuesto tiene grandes aplicaciones de ingeniería y amplias perspectivas en condiciones.

Monitoreo de ambientes metálicos.

Palabras clave: transmisión de energía inalámbrica ultrasónica; comunicación ultrasónica; modulación de impedancia;

monitoreo de condición

buscar

actualizaciones

Cita: Li, Y.; Cui, J.; Li, G.; Liu, L.; Zheng,

Y.; Zang, J.; Xue, C. Un método

de diseño óptimo para

mejorar la eficiencia de la

transmisión de energía inalámbrica

ultrasónica durante la comunicación.

Sensores 2022, 22, 727. https://

doi.org/10.3390/s22030727

Recibido: 13 de diciembre de 2021

Aceptado: 14 de enero de 2022

Publicado: 18 de enero de 2022

Nota del editor: MDPI se mantiene neutral

con respecto a reclamos jurisdiccionales

en mapas publicados y afiliaciones

institucionales.

CC

Copyright:

2022 de los autores.

Licenciatario MDPI, Basilea, Suiza. Este

artículo es un artículo de acceso

abierto distribuido bajo los términos

y condiciones de la licencia Creative

Commons Attribution (CC BY) (https://

creativecommons.org/licenses/by/

4.0/).

Sensores 2022, 22, 727. https://doi.org/10.3390/s22030727

1. Introducción

Equipos modernos, como motores, contenedores de material nuclear, misiles, submarinos,

estaciones espaciales [1-4], están protegidas por estructuras metálicas selladas para adaptarse a entornos únicos.

mentos, como alta temperatura y alta presión o requisitos de uso especiales. En algunos

En estos casos, el equipo necesita penetrar la carcasa metálica sellada para transmitir los datos necesarios.

y energía durante el funcionamiento a largo plazo, por ejemplo, el control del estado de los motores de los aviones

y la transmisión inalámbrica de energía y datos entre algunos compartimentos sellados de sub-

infantes de marina [5-8]. Sin embargo, la estructura metálica sellada obstaculiza seriamente el desarrollo.

de la tecnología mencionada anteriormente, que se expresa principalmente en el suministro de energía de

el sistema de seguimiento interno y la devolución fiable de los datos de seguimiento. Convencional

La tecnología utiliza perforación para el suministro de energía y la transmisión de datos. Esto planteará un

mayor desafío para el diseño de resistencia y sellado de la estructura. Por el contrario, la ecografía

Tiene las características de alta densidad de energía, buena direccionalidad y sin electromagnética.

efecto de blindaje. Además, la cerámica piezoeléctrica utilizada para generar ondas ultrasónicas.

tienen una impedancia acústica similar a la del metal [9,10]. Por lo tanto, el ultrasonido para la transmisión de energía

La comunicación y la comunicación tienen amplias perspectivas de aplicación en el control interno del estado de

Equipos metálicos sellados. Connor [11] propuso por primera vez la idea de utilizar ondas ultrasónicas.

para penetrar paredes metálicas para la transmisión inalámbrica de energía y de datos simultáneamente.

misión. La idea utiliza la modulación 2ASK basada en la técnica de modulación de impedancia para

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Un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de la transmisión de energía inalámbrica ultrasónica durante la comunicación

  Yu Li, Juan Cui, Gang Li, Lu Liu, Yongqiu Zheng, Junbin Zang y Chenyang Xue * Laboratorio clave de ciencia de instrumentación y medición dinámica Ministerio de Educación, Universidad del Norte de China, Taiyuan 030051, China; liyu950921@163.com (Y.L.); cuijuan@nuc.edu.cn (J.C.); lg965050@163.com (G.L.); liulu2235909526@163.com (LL); zhengyongqiu@nuc.edu.cn (Y.Z.); zangjunbin@163.com (J.Z.) * Correspondencia: xuechenyang@nuc.edu.cn; Tel.: +86-13934168600 

Resumen: Debido a su excelente directividad, fuerte penetrabilidad y ausencia de efecto de protección electromagnética, las ondas ultrasónicas tienen un buen potencial para la transmisión inalámbrica de energía y la transferencia de información dentro y fuera de dispositivos metálicos sellados. Sin embargo, los métodos tradicionales de transmisión de energía basados en ultrasonidos generalmente dan como resultado un consumo de energía considerable debido al desajuste de impedancia durante la modulación de impedancia de la comunicación. Este artículo presenta un método de diseño óptimo para la transferencia eficiente de energía durante la comunicación ultrasónica. El modelo de circuito equivalente de canal se establece utilizando únicamente los parámetros de dispersión del canal acústico-eléctrico. Según el modelo de circuito equivalente, durante la comunicación se realizan coincidencias de impedancia de canal con un estado de discrepancia débil. De esta forma se asegura el efecto de modulación de impedancia con una menor disminución de la eficiencia de transmisión de energía. Finalmente, la transmisión simultánea de energía y modulación de impedancia se realiza a través de la placa de acero inoxidable 304 de 11 mm de espesor. La potencia de transmisión es de 37,86 W con una eficiencia de transmisión del 45,75% y la velocidad de modulación es de 10 Kbps. En comparación con los métodos tradicionales, nuestra eficiencia de transmisión de energía propuesta aumenta en un 17,62%. Los resultados verifican la efectividad del método propuesto y la alta precisión del modelo. El método propuesto tiene grandes aplicaciones de ingeniería y amplias perspectivas en el monitoreo del estado de entornos metálicos. 

Palabras clave: transmisión de energía inalámbrica ultrasónica; comunicación ultrasónica; modulación de impedancia; Monitoreo de condiciones 

1. Introducción

 Los equipos modernos, como motores, contenedores de material nuclear, misiles, submarinos, estaciones espaciales [1–4], están protegidos por estructuras metálicas selladas para adaptarse a entornos únicos, como altas temperaturas y altas presiones o usos especiales. requisitos. En algunos casos, el equipo necesita penetrar la carcasa metálica sellada para transmitir los datos y la energía necesarios durante el funcionamiento a largo plazo, por ejemplo, el control del estado de los motores de los aviones y la transmisión inalámbrica de energía y datos entre algunos compartimentos sellados de los submarinos [5– 8]. Sin embargo, la estructura de carcasa metálica sellada obstaculiza seriamente el desarrollo de la tecnología mencionada anteriormente, que se expresa principalmente en el suministro de energía del sistema de monitoreo interno y la devolución confiable de los datos de monitoreo. La tecnología convencional utiliza perforación para el suministro de energía y la transmisión de datos. Esto planteará un desafío mayor para el diseño de resistencia y sellado de la estructura. Por el contrario, el ultrasonido tiene las características de alta densidad de energía, buena direccionalidad y ningún efecto de blindaje electromagnético. Además, las cerámicas piezoeléctricas utilizadas para generar ondas ultrasónicas tienen una impedancia acústica similar a la del metal [9,10]. Por lo tanto, el ultrasonido para transmisión y comunicación de energía tiene amplias perspectivas de aplicación en el monitoreo del estado interno de equipos metálicos sellados. Connor [11] fue el primero en proponer la idea de utilizar ondas ultrasónicas para atravesar paredes metálicas y transmitir simultáneamente energía y datos de forma inalámbrica. La idea utiliza la modulación 2ASK basada en la técnica de modulación de impedancia para lograr la comunicación del interior al exterior mientras se transfiere energía del exterior al interior. Este método de modulación no requiere un módulo de generación de portadora de alta potencia para el sistema interno, y el componente clave para la modulación de impedancia es el MOSFET, por lo que el circuito de comunicación interno es simple y tiene un consumo de energía muy bajo. Desde entonces, los investigadores han llevado a cabo estudios más profundos y detallados. Sin embargo, existen muchos desafíos en el desarrollo de esta tecnología. 

Por ejemplo, cómo mejorar la eficiencia de la transmisión de energía [12-19], cómo aumentar la velocidad de comunicación [20-28] y la integración y aplicación del sistema [29-36]. En términos de transferencia de energía, Hu [13] y Sherrit [17] establecieron el modelo matemático del canal acústico-eléctrico y modelos de circuitos equivalentes. A través del modelo se analizan las características fundamentales del canal, como la selectividad de frecuencia, la ganancia de transmisión de voltaje y la eficiencia de transmisión de energía. Los resultados de la simulación numérica de su modelo mostraron consistencia. En [18], se muestra la influencia de diferentes modos de acoplamiento entre cerámicas piezoeléctricas y paredes metálicas en la eficiencia de la transmisión de energía. investigado. Al comparar los tres métodos de acoplamiento de la abrazadera mecánica con grasa, junta epoxi conductora y pernos de tensión, se concluye que el método de acoplamiento de junta epoxi conductora tiene un mejor rendimiento general en términos de aplicabilidad práctica y eficiencia de transmisión. Lawry [14,15] aplicó por primera vez la tecnología de adaptación simultánea de impedancia conjugada (SCIM) en este campo. Después de realizar el SCIM, la eficiencia de transmisión del canal mejora significativamente y se transmiten 56,2 W de potencia a través del plano de acero inoxidable HY-80 de 9,53 mm de espesor. La eficiencia de transferencia de energía del canal (la relación entre la potencia de CA de salida del canal y la potencia de entrada del canal) es del 70,8%. La eficiencia de transferencia de energía de CC del canal (la relación entre la potencia de CC de salida del canal y la potencia de entrada del canal) es del 19%. Yang [19] utilizó un convertidor CA-CC de radiofrecuencia basado en tecnología de puente rectificador resonante para convertir la CA de alta frecuencia de la salida ultrasónica en una salida CC, que puede usarse directamente como fuente de alimentación de equipos electrónicos. La potencia de salida del terminal de CC es de 15,7 W y la eficiencia de transferencia de energía de CC del canal es del 27,7 %. En comparación con estudios anteriores, la eficiencia de transmisión de energía del sistema aumenta en un 8,7%. 

En la comunicación por ultrasonido, Ashdown [20] propuso un esquema de transmisión de energía simultánea y comunicación full-duplex. Utiliza un algoritmo de seguimiento de frecuencia para determinar la frecuencia de trabajo adecuada para la transmisión y comunicación de energía. Al final, puede alimentar continuamente dispositivos electrónicos con una potencia total inferior a 100 mW y obtener una velocidad de comunicación fiable de más de 30 Kbps. 

Zhang [28] propuso un sistema de comunicación ultrasónico basado en una ecualización de dominio de frecuencia de portadora única, que tiene una relación de potencia pico a promedio más baja mientras mantiene un rendimiento similar contra el desvanecimiento anti-multipath, en comparación con el sistema de comunicación ultrasónico tradicional. El prototipo del sistema logró un Velocidad de bits efectiva de 436 Kbps a través de una barrera de acero de 70 mm de espesor. Primerano et al. [21,24,25,27] está dedicado a la aplicación de comunicación de alta velocidad entre los compartimentos sellados de los barcos. Utilizan tecnología de ecualización de canales y tecnología de comunicación digital para lograr una velocidad de comunicación de hasta 30 Mbps. En términos de integración de sistemas y aplicaciones

, Lawry [6] diseña e implementa un sistema de comunicación y transmisión de energía ultrasónica que puede funcionar a 260 ◦C para aplicaciones de monitoreo ambiental extremo en algunas cabinas metálicas selladas de barcos. El sistema tiene una potencia de transmisión de 1 W y una velocidad de comunicación de 50 Kbps. 

Chase [29] llevó a cabo un diseño de aplicación práctica para el entorno de aplicación de tuberías metálicas e implementó el sistema con FPGA, DSP y MSP430 como microcontroladores. Finalmente, se logra el tamaño portátil de todo el sistema. Charthad [30] logró la primera prueba de concepto para un dispositivo implantable de 4 mm × 7,8 mm que utiliza ultrasonido para la transmisión de energía e implementó con éxito pruebas de extremo a extremo en pollos. 

Rekhi [31] propuso el uso de ultrasonido aéreo para la transferencia inalámbrica de energía a nodos de tamaño mm, con aplicación prevista en la próxima generación de Internet de las cosas (IoT).

 Los resultados experimentales muestran que se puede transmitir una potencia de 5 µW cuando la distancia es 1,05 metros. Además, las especificaciones técnicas clave, como la eficiencia de apertura, el rango dinámico y el funcionamiento sin sesgos propuestas en este estudio, pueden mejorar eficazmente la producción de energía. 

Para la aplicación de monitoreo de la salud estructural de estructuras metálicas sólidas, Tseng [36] integra completamente el PZT interno y el sistema electrónico interno en el metal y utiliza tecnología de circuito integrado para reducir el tamaño del sistema interno al nivel milimétrico.

 Fu [33] propone una aplicación de demostración del uso de esta tecnología para alimentar el dispositivo de monitoreo interno de un contenedor de desechos nucleares. En general, muchos investigadores se han centrado en la transmisión y comunicación de energía inalámbrica basada en ultrasonidos. Sin embargo, hasta donde sabemos, hasta ahora no se había observado la compatibilidad entre la transmisión de energía y la comunicación en este proceso. Los métodos tradicionales de modulación de impedancia para la comunicación conducen a una grave disminución en la eficiencia de la transmisión de energía. Al mismo tiempo, no existe ningún modelo que explique el proceso de modulación de impedancia. Por lo tanto, la innovación de este artículo es establecer un modelo de circuito equivalente de canal eléctrico acústico basado en la técnica SCIM. A partir del modelo explicamos la modulación de impedancia en el proceso de comunicación desde el punto de vista eléctrico. 

Además, se propone un método de diseño óptimo para mejorar la eficiencia de transferencia de energía del sistema de comunicación y transferencia de energía simultánea basado en ultrasonidos. Finalmente, verificamos experimentalmente la precisión del modelo, la racionalidad de la interpretación de la modulación de impedancia y la efectividad del método de diseño óptimo. El método de diseño óptimo es sencillo de implementar y puede mejorar significativamente la eficiencia de transmisión de energía del canal sin deteriorar la comunicación. 

2. Diseño del Sistema

 2.1. Configuración del sistema

 La Figura 1 muestra un diagrama de bloques del sistema de transmisión de información y energía ultrasónica construido en este artículo. El canal acústico-eléctrico consta de dos discos piezoeléctricos y una placa de acero inoxidable 304. Los dos discos piezoeléctricos tienen la misma frecuencia de resonancia y dirección de polarización, y ambos están en el modo de vibración de espesor. La lámina piezoeléctrica se pega coaxialmente a ambos lados de la placa de acero inoxidable 304 mediante un agente de acoplamiento acústico. El acero inoxidable está eléctricamente aislado del banco de pruebas y de la cerámica piezoeléctrica mediante un espaciador de resina y una capa de acoplamiento acústico. De este modo, la cerámica piezoeléctrica y la pared metálica están conectadas de forma flotante. La información específica del canal se proporciona en la Tabla 1. El agente de acoplamiento que utilizamos es el pegamento híbrido AralditeAV138M/HV998 de Araldite. Este agente de acoplamiento tiene alta resistencia, buena tenacidad y buena resistencia a la erosión ambiental. A menudo se utiliza en productos de tecnología ultrasónica (como la limpieza ultrasónica de alta potencia). Figura 1. Diagrama de bloques del sistema de comunicación y transmisión simultánea de energía basado en ultrasonido. 

Debido al efecto piezoeléctrico positivo, la cerámica piezoeléctrica externa (E-PZT) es impulsada por el voltaje alterno para generar ondas ultrasónicas. Los ultrasonidos penetran eficazmente en la pared metálica. La cerámica piezoeléctrica interna (I-PZT) recibe ondas ultrasónicas transmitidas. Debido al efecto piezoeléctrico inverso, el I-PZT emite una señal de corriente alterna de la frecuencia correspondiente. Todo el proceso realiza la conversión de dos formas de energía diferentes: electricidad y sonido. El vínculo físico involucrado en este proceso se llama canal acústico-eléctrico. La salida generada por el I-PZT se utiliza como fuente de alimentación del sistema electrónico interno. Cuando es necesario transmitir los datos del sensor interno, el canal acústico-eléctrico es también el canal de transmisión de datos. La onda ultrasónica es la portadora de la transmisión de datos. El ultrasonido se refleja parcialmente en la interfaz heterogénea formada por el I-PZT y la pared metálica. Cambiar la impedancia eléctrica en los terminales del I-PZT mediante el modulador, por ejemplo, abriendo los terminales o cortocircuitándolos, cambiará la impedancia acústica del I-PZT. Esto dará como resultado un cambio en la intensidad del eco reflejado desde la interfaz heterogénea. El E-PZT puede detectar el cambio en la intensidad de la señal reflejada. El fenómeno correspondiente es el cambio en la amplitud de la señal de voltaje alterno en los terminales E-PZT, y luego se realiza el proceso de codificación de amplitud binaria. El cambio en la amplitud del voltaje alterno en los terminales E-PZT tiene una correspondencia uno a uno con la acción del circuito interno. Por lo tanto, se puede utilizar para el retorno de datos desde el interior al exterior. 2.2. Coincidencia simultánea de impedancia conjugada El E-PZT y el I-PZT se pegan coaxialmente en ambos lados de la pared metálica a través del epoxi, un fuerte proceso de acoplamiento. Los puertos de entrada y salida del canal acústico-eléctrico están interrelacionados y se afectan entre sí. Por lo tanto, el diseño de la red de adaptación de impedancias para los puertos de entrada y salida no se puede realizar solo. La tecnología SCIM permite que los puertos de entrada y salida logren una perfecta adaptación de impedancia conjugada simultáneamente. Esta tecnología fue propuesta por Rahola [37] y fue aplicada por primera vez por Lawry [14] en un sistema de transmisión de energía inalámbrico ultrasónico que penetra paredes metálicas. Esta tecnología diseña la red de adaptación para los puertos de entrada y salida midiendo los parámetros S del canal acústico-eléctrico. La Figura 2 muestra el modelo SCIM del canal. RS es la resistencia interna del amplificador de potencia de radiofrecuencia. Mientras que RL es la impedancia de carga. El significado físico del parámetro S es el siguiente:

Figura 2. Modelo simplificado de adaptación de impedancia conjugada simultánea.

 S11: coeficiente de reflexión del puerto 1 cuando el puerto 2 coincide. 

S22: coeficiente de reflexión del puerto 2 cuando el puerto 1 coincide. 

S12: el coeficiente de transmisión inversa del puerto 2 al puerto 1 cuando el puerto 1 coincide. 

S21: coeficiente de transmisión directa del puerto 1 al puerto 2 cuando el puerto 2 coincide. El analizador de redes ROHDE & SCHWARZ ZNB20 (R&S, Munich, Alemania) se utiliza para obtener los parámetros S del canal acústico-eléctrico

. El puerto de entrada y el puerto de salida del canal están conectados respectivamente al puerto 1 y al puerto 2 del analizador de red.

 El parámetro S21 representa el coeficiente de transmisión del puerto 1 al puerto 2, por lo que S21 refleja la eficiencia de transmisión de energía desde el puerto de entrada del canal (puerto 1) al puerto de salida (puerto 2). La eficiencia de transmisión de energía del canal η se define como: η = |S21| 2 (1) Los parámetros Z del canal se pueden calcular según sus parámetros S. Z0 es la impedancia característica del analizador de redes. 

La expresión de cálculo [37] de los parámetros Z es la siguiente:    Z11 = Z0 (1+S11)(1−S22)+S12S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z21 = Z0 2S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z21 = Z0 2S12 (1−S11)(1−S22)−S12S21 Z11 = Z0 (1− S11)(1+S22)+S12S21 (1−S11)(1−S22)−S12S21 (2) La impedancia requerida por los puertos de entrada y salida del canal para realizar SCIM se puede calcular mediante la siguiente fórmula [37]: Z ∗ S = α1 ± √ ∆ 2Re{Z22} , Z ∗ L = α2 ± √ ∆ 2Re{Z11} (3) donde    α1 = −2jRe{Z22}Im{Z11} + jIm {Z12Z21} α2 = −2jRe{Z11}Im{Z22} + jIm{Z12Z21} ∆ = (2Re{Z11}Re{Z22} − Re{Z12Z21}) 2 − |Z12Z21| 2 (4) Re{ } representa la parte real del parámetro Z e Im{ } representa la parte imaginaria de los parámetros Z. En el proceso de cálculo, es necesario seleccionar el signo apropiado para asegurar que las partes reales de Z ∗ S y Z ∗ L sean positivas. 

Después de obtener Z ∗ S y Z ∗ L, la red de adaptación de impedancia correspondiente de los  se puede diseñar para hacer la adaptación de impedancia conjugada RS y ZS y la adaptación de impedancia conjugada RL y ZL para realizar SCIM. Los parámetros S del canal adaptado son [37]: SM = F(Z − Z ∗ M)(Z + Z ∗ M) −1 F −1 (5) donde ZM = Z ∗ S 0 0 Z ∗ L (6) Z = Z11 Z12 Z21 Z22 (7) F =    h 2 q Re(Z ∗ S ) i−1 0 0 h 2 q Re(Z ∗ L ) i−1    (8 ) Según la definición anterior, la eficiencia de transmisión ηM del canal adaptado se puede calcular mediante: ηM = |Sm21| 2 × 100% (9) Sm21 es el coeficiente de transmisión directa (Sm21) de la matriz de parámetros de dispersión (Sm) del canal adaptado (incluida la red coincidente). La Figura 3a muestra la eficiencia máxima de transferencia de energía del canal a diferentes frecuencias operativas cuando el canal coincide con la impedancia conjugada. En la figura se puede ver que el canal puede alcanzar la máxima eficiencia de transferencia de energía del 68% a 1.051 MHz. Los parámetros S del canal en esta frecuencia son los siguientes: S11 S12 S21 S22 = −4.58∠ − 158.49◦ −3.73∠ − 132.31◦ −3.78∠ − 132.61◦ −11.44∠112.64◦

Figura 3. Diseño de red de adaptación de impedancia conjugada simultánea. (a) Eficiencias de transferencia de energía de canales emparejados y no emparejados. (b) Red de emparejamiento diseñada para SCIM. (c) Red coincidente creada para SCIM.

 La impedancia de salida del amplificador de potencia de radiofrecuencia suele ser de 50 Ω. Por tanto, Rs es 50 Ω. La impedancia de carga de I-PZT varía según el sistema que impulsa, pero generalmente es puramente resistiva. 

En esta tesis, RL se selecciona como 100 Ω para un diseño de red coincidente. Según el artículo, la estructura de red coincidente que realiza la transformación de impedancia de Rs a Z ∗ S y RL a Z ∗ L no es única. En este artículo, la red de adaptación de entrada y la red de adaptación de salida adoptan estructuras de inductores paralelos y condensadores en serie Sensores 2022, 22, 727 7 de 16 para el diseño de transformación de impedancia. Las Figuras 3b,c muestran la red coincidente que cumple con las condiciones SCIM del canal. Consulte el documento [19] para conocer el proceso de diseño específico. Los valores nominales de los condensadores e inductores utilizados están marcados en la Figura 3c. Se puede observar que los valores nominales de los componentes utilizados en el circuito real no concuerdan con la Figura 3b. Sin embargo, los circuitos de adaptación de impedancia que construimos son verificados por el MEDIDOR LCR IM 3536 de HIOKI y pueden lograr el SCIM del canal dentro de la tolerancia de error. Las razones principales de esta diferencia son las características de distribución de los parámetros de los componentes electrónicos y la presencia de inductancia distribuida en la alineación de la placa. 

2.3. Modulación de impedancia

 La tecnología de modulación de impedancia es la clave para lograr el retorno de datos internos en esta investigación. El transductor y la pared metálica tienen una impedancia acústica similar. Además, ambos están acoplados mediante un agente de acoplamiento acústico.

 Por tanto, el E-PZT y el I-PZT se encuentran en un fuerte estado de acoplamiento. El cambio de la impedancia de carga en el terminal I-PZT hará que cambie la impedancia de entrada (RIN) del puerto de entrada. El amplificador de potencia de radiofrecuencia impulsa el E-PZT y la resistencia interna del amplificador de potencia de radiofrecuencia es de Rs. 

Por lo tanto, este proceso puede ser equivalente al modelo de circuito divisor de voltaje que se muestra en la Figura 4a. La Figura 4b es un diagrama esquemático del voltaje a través de RIN que cambia con el tiempo durante la modulación de impedancia. Cuando la carga RL del sistema interno cambia entre RL1 y RL2 debido a la modulación de impedancia, la impedancia de entrada del canal acústico-eléctrico RIN cambia entre RIN1 y RIN2 en consecuencia. Se puede ver en la relación de división de voltaje que la amplitud del voltaje de CA a través de RIN también cambia entre los dos valores de Vmax y Vmin. Obviamente, el cambio de la amplitud de voltaje de los terminales RIN corresponde al estado del circuito interno del canal, y el proceso de comunicación desde el interior al exterior se puede realizar utilizando la relación correspondiente. Lo anterior es la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia.

Figura 4. Modulación de impedancia. (a) Modelo de circuito de modulación de impedancia. (b) Portadora modulada en los terminales de E-PZT. (c) Modelo de circuito equivalente del canal. (d) Método tradicional de modulación de impedancia. (e) Coeficiente de modulación e impedancia de entrada en función de la resistencia de carga. 

La matriz de parámetros del canal Z se puede calcular a partir de los parámetros del canal S. Los cuales los parámetros del canal Z reflejan las características eléctricas del canal. Este artículo establece el modelo de circuito equivalente de canal basado en los parámetros Z. Según este modelo, se analiza la influencia del cambio de carga interna RL en la transmisión y comunicación de energía. La Figura 4c muestra el modelo de circuito equivalente de canal establecido por la fórmula de definición de la matriz de parámetros Z. Según la fórmula (10) de definición del parámetro Z y la ley de Kirchhoff, la impedancia de entrada RIN observada desde el E-PZT con diferentes cargas RL es: (. U1 = Z11. I1 + Z12. I2. U2 = Z21. I1 + Z22. I2 (10) ZIN = .U1 .I1 = Z11 − Z12Z21 RL + Z22 (11) Con base en la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia, se define el coeficiente de modulación Ma para parametrizar el efecto de modulación de impedancia, como se muestra en la Figura 4b, Vmax es la amplitud máxima de la envolvente de la portadora y Vmin es la amplitud mínima de la envolvente de la portadora. La definición de Ma es: Ma = |Vmax − Vmin| (Vmax + Vmin)/2 (12) La expresión de Ma basada en los parámetros del canal son: Ma = ||ZIN1| − |ZIN2|| ∗ 2RS ||ZIN1| − |ZIN2|| ∗ RS + 2|ZIN1| ∗ |ZIN2| (13) Basado en la ecuación (11), ZIN1 corresponde a RL1 y ZIN2 corresponde a RL2 en la Ecuación (13), esto significa que la carga en el canal cambia de RL1 a RL2, obviamente muestra 0 ≤ Ma ≤ 1. 

Según la definición, cuanto mayor es Ma, más pronunciada Cuanto más cambia el nivel de la envolvente de la portadora, mejor es el efecto de modulación de impedancia, menores son los requisitos de diseño para el circuito de detección de envolvente posterior y mayor es la confiabilidad de la comunicación. La Fórmula (13) muestra que la clave para la modulación de impedancia es cambiar RL para cambiar la impedancia de entrada del canal. La Figura 4d muestra los dos métodos tradicionales de modulación de impedancia. La modulación de los interruptores electrónicos analógicos S y RL en paralelo se denomina modulación de impedancia descendente. La modulación de los interruptores electrónicos analógicos S y RL en serie se denomina modulación de impedancia ascendente. Bajo los dos métodos de modulación de impedancia tradicional, la impedancia de carga interna salta entre 0 y RL y entre RL e infinito al encender y apagar el interruptor analógico. Cuando se comunica a través del método de modulación de impedancia convencional, el sistema tiene una eficiencia de transferencia de energía de 0 en la mitad del tiempo (suponiendo que las probabilidades estadísticas de "0" y "1" en el flujo de bits sean iguales). La razón fundamental de este resultado es que el encendido y apagado del interruptor electrónico analógico provocó un desajuste total de la impedancia del sistema, lo que provocó una grave caída en la eficiencia de transmisión de energía del sistema. 

La Figura 4c muestra los resultados de la simulación numérica de la influencia de diferentes RL en la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación del canal acústico-eléctrico cuando el canal está en la frecuencia de transmisión óptima fM = 1.051 MHz y no se realiza la adaptación de impedancia (la carga inicial RL es 50 Ω). Se puede ver en los resultados de la simulación que la impedancia de entrada del canal acústico-eléctrico RIN disminuye a medida que aumenta la carga interna RL, y la velocidad de disminución se vuelve cada vez más lenta. Cuando RL = 0 Ω, la impedancia de entrada es el valor máximo de 28 Ω. Cuando RL = 1000 Ω, la impedancia de entrada tiende a 4,4 Ω.

 El coeficiente de modulación del canal Ma presenta un proceso de disminución a cero al principio y luego aumento con el aumento de RL. Dado que la impedancia equivalente inicial del sistema interno es 50 Ω, cuando RL = 50 Ω, la impedancia de entrada del canal no cambia, es decir, Ma = 0. Cuando se adopta el método de modulación tradicional , el método de modulación descendente puede obtener un mejor efecto de modulación que el método de modulación ascendente, con Ma = 0,638 para modulación ascendente y Ma = 0,78 para modulación descendente.

 2.4. Diseño de compensación para la transferencia y comunicación de energía El cambio de la impedancia de carga es la clave para lograr la modulación de impedancia, pero la adaptación de impedancia de los sistemas internos y externos también es la clave para la transmisión de energía. En esta parte, este artículo analizará el efecto de la variación de la carga interna RL sobre la eficiencia de transferencia de energía del canal y el coeficiente de modulación para lograr un equilibrio entre comunicación confiable y transferencia de energía eficiente. Es la principal innovación de esta tesis. Bajo la acción del voltaje U y la corriente I en el puerto de entrada del canal, el PIN de alimentación de entrada del canal es: PIN = . U 2 1 RIN = . U1 2 |RIN| (14) La potencia activa de salida por el canal ouEl puerto de entrada es: POUT = . U2∗. I2 = |RINZ22−Z11Z22+Z12Z21|∗|RIN−Z11| |Z12RIN| 2 ∗ . U1 2 (15) La eficiencia de transmisión de energía del canal es: η = POUT PIN ∗ 100% = |RIN Z22−Z11Z22+Z12Z21|∗|RIN−Z11|∗|RIN| |Z12RIN| 2 ∗ 100% (16) En aplicaciones prácticas, lo que más preocupa es la relación entre la eficiencia de transmisión de energía del canal y el coeficiente de modulación con el cambio de la impedancia de carga después de SCIM. Para ilustrar el proceso de modelado, se supone que la red de adaptación de entrada y salida del canal adopta inductancia paralela y capacitancia en serie para el diseño de adaptación de impedancia. El diagrama de circuito equivalente del canal después de SCIM se muestra en la Figura 5a. N1 es la red de coincidencia de Tx, N2 es el circuito equivalente de canal y N3 es la red de coincidencia de Rx. El canal acústico-eléctrico después de SCIM puede considerarse como una nueva red de dos puertos Nt formada mediante la conexión en cascada de redes de dos puertos N1, N2 y N3 en secuencia. Del proceso de derivación anterior se puede saber que solo se necesita la matriz de parámetros Z de la red de dos puertos Nt para obtener las características relevantes del canal que queremos.

El parámetro Z de la red de dos puertos Nt se puede calcular a partir del parámetro de red coincidente y el parámetro Z del canal. Los pasos de cálculo específicos son los siguientes: 1 Obtenga la matriz de parámetros Z de las redes N1, N2 y N3: según la definición de la matriz de parámetros Z de la red de dos puertos y el parámetro del canal S, las matrices de parámetros Z de N1, N2 y N3 son los siguientes: ZN1 = Z1 Z1 Z1 Z1 + Z2 (17) ZN2 = Z11 Z12 Z21 Z22 (18) ZN3 = Z3 + Z4 Z3 Z3 Z3 (19) 2. 

Calcular la matriz de parámetros T de la red N1, N2, N3: la Tabla II muestra la relación de conversión mutua entre el parámetro Z y el parámetro T de la red de dos puertos. Las matrices de parámetros T correspondientes a N1, N2 y N3 son T1, T2 y T3, respectivamente. 

3. Obtenga la matriz de parámetros del canal T después de SCIM: Sean TNX los parámetros T de las redes Nt. Los parámetros N1, N2, N3 y T tienen las siguientes relaciones: ZNt = TN1TN2TN3 (20) 4. Obtener la matriz de parámetros Z de la red Nt Según la Tabla 2 [38] y los parámetros T obtenidos en el paso 3, el parámetro Z La matriz de la red Nt se puede obtener fácilmente. Dado que la matriz de parámetros Z de la red Nt obtenida mediante el proceso anterior tiene expresiones algebraicas complejas, y el software matemático MATLAB puede implementar fácilmente el proceso de cálculo numérico anterior, las expresiones algebraicas de la matriz de parámetros Z de Nt no se enumeran explícitamente en este documento. . Tabla 2. Relación de conversión mutua entre los parámetros Z y los parámetros T. Parámetro Z Parámetro T Parámetro Z " Z11 Z12 Z21 Z22 # " A C AD−BC C 1 C D C # Parámetro T   Z11 Z21 Z11Z22−Z12Z21 Z21 1 Z21 Z22 Z21   " A B C D # La Figura 5b es el resultado del cálculo numérico de la energía del canal Eficiencia de transmisión y coeficiente de modulación con el cambio de la impedancia de carga interna después del canal SCIM. Se puede encontrar que el coeficiente de modulación no es lineal con la impedancia de carga interna. Suponiendo que Ma = 0,2, puede cumplir con los requisitos de diseño de retorno de datos confiable y envolvente. detección.Si se utiliza el método de modulación de impedancia descendente, solo es necesario conectar una resistencia de 122 Ω en paralelo para reducir la resistencia de carga equivalente del sistema interno de 100 Ω a 55 Ω. 

Suponiendo que las probabilidades estadísticas de los datos "0" y "1" en el flujo de bits son iguales, la eficiencia de transferencia de energía del sistema será del 68% durante la mitad del tiempo (la eficiencia cuando el canal tiene la impedancia totalmente igualada) y del 59,1% durante la otra mitad del tiempo (la eficiencia cuando la modulación de impedancia conduce a un desajuste de impedancia), por lo que la eficiencia de transferencia de energía promedio del sistema es teóricamente una eficiencia de transferencia del 63,55%. 

Cuando se utiliza el método de modulación de impedancia ascendente, sólo se requiere una resistencia de 87 Ω en serie para aumentar la carga equivalente del sistema interno de 100 Ω a 187 Ω. El proceso de análisis y cálculo es el mismo que el descrito anteriormente. La eficiencia de transmisión del canal después de la resistencia en serie es del 59,0% y el valor esperado de la eficiencia de transmisión de energía del sistema durante la comunicación es del 63,5%. En el caso del mismo coeficiente de modulación, el valor esperado de la eficiencia de transmisión de energía del método de modulación descendente y del método de modulación ascendente son aproximadamente iguales. Sin embargo, el circuito del método de modulación descendente es simple de implementar, por lo que es más razonable adoptar el método de modulación descendente, que es el método de diseño de optimización de comunicación y transmisión de energía propuesto en este artículo. Si se utiliza el método tradicional de modulación descendente, la eficiencia de transmisión de energía esperada es del 34%. Con una calidad de comunicación garantizada, el método de este artículo mejora el valor esperado de eficiencia de transferencia de energía en un 29,5% en comparación con el método de modulación descendente convencional. 

3. Validación Experimental

 3.1. Instrumentos y métodos para experimentos Se estableció un sistema de validación de laboratorio para verificar la exactitud del modelo y la viabilidad del método de diseño de optimización propuesto en este artículo, como se muestra en la Figura 6.

 Un generador de funciones GWINSTEK AFG-2225 genera una señal eléctrica continua en la frecuencia deseada con una configuración de impedancia de salida de 50 Ω. La señal eléctrica ultrasónica continua es impulsada por un módulo amplificador de potencia de radiofrecuencia casero con una impedancia de salida de 50 Ω. En nuestros experimentos utilizamos un amplificador de fabricación propia con una impedancia de salida de 50 Ω. La potencia nominal del amplificador es de 100 W y el voltaje pico a pico de salida de circuito abierto no excede los 300 V. Se utiliza un osciloscopio GWINSTEK GDS-3504 para probar el voltaje pico VRL a través de los terminales del transductor externo en diferentes niveles internos. carga RL. El MEDIDOR LCR IM 3536 de HIOKI prueba la impedancia de entrada del canal en diferentes cargas internas RL. Se utilizan dos tipos de cargas internas: resistencias de chip (error 0,1%) y resistencias no inductivas de alta potencia (error 1%). chip de resistencia Los generadores tienen alta precisión y una amplia gama de valores de resistencia seleccionables, pero no pueden soportar altas potencias. La resistencia no inductiva de alta potencia tiene las características de inductancia inferior y puede soportar alta potencia, pero tiene menos valores de resistencia seleccionables. En los experimentos posteriores, las resistencias del chip se utilizaron para probar los coeficientes de modulación y las resistencias no inductivas de alta potencia se utilizaron para la transmisión de alta potencia. El analizador de potencia PA5000H de ZLG se utiliza para probar la potencia de entrada y la potencia de salida de los canales, denominadas PIN y POUT, respectivamente. Utilizan la red de coincidencia de puertos de entrada y salida diseñada en la Sección 2.

La red de adaptación permite que el canal logre una adaptación de impedancia con RS = 50 Ω y RL = 100 Ω al mismo tiempo. Por lo tanto, en el experimento, el coeficiente de modulación del sistema se puede calcular según la expresión (21) y la eficiencia de transmisión de energía se puede calcular mediante la expresión (22). Ma = VRL − V100 (VRL + V100)/2 (21) η = PIN POUT × 100% (22) donde VRL representa la amplitud del voltaje en el puerto de entrada del canal cuando la resistencia de carga del canal es RL. V100 representa la amplitud del voltaje en el puerto de entrada del canal cuando la resistencia de carga del canal es de 100 Ω. PIN representa la potencia de entrada del canal y POUT representa la potencia de salida del canal. 

3.2. Verificación del modelo de canal

 Cuando no se realiza SCIM, la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación del canal se prueban variando el valor RL de 0 a 500 Ω para verificar la corrección del modelo. La configuración de medidas específicas se muestra en la Figura 7a. Al probar la impedancia de entrada del canal bajo diferentes cargas, el generador de funciones y el osciloscopio se retiran del sistema de prueba. Por el contrario, el analizador de impedancia se retira del sistema de prueba cuando se prueba el coeficiente de modulación.

Figura 7. Verificación del Modelo de Canal. (a) Configuración de medición para verificar el modelo de circuito del canal. (b) Comparación de valores experimentales y teóricos de impedancia de entrada y coeficiente de modulación antes de SCIM. 

3.3. Aplicación del método óptimo

 Una vez que el canal implementa SCIM, se diseñan experimentos para verificar la viabilidad del método de diseño optimizado. La Figura 8a muestra la configuración específica del sistema experimental. El puente rectificador está compuesto por 4 diodos Schottky STPS10L60D. La impedancia de entrada del puente rectificador a la frecuencia de funcionamiento medida por el analizador de impedancia es 27,35 − 14,22i, por lo que se conecta en serie un inductor de potencia con un valor nominal de 2,2 µH en el extremo frontal del puente rectificador para eliminar su reactancia capacitiva. . La resistencia de modulación ZL adopta una resistencia de potencia no inductiva con un valor nominal de 100 Ω. Un MOSFET NTTFS4930NTWG actúa como un interruptor electrónico analógico. En el experimento, se probó la curva del coeficiente de modulación del canal. En este momento, la puerta del MOSFET permanece baja y se retira el amplificador de potencia de radiofrecuencia. El generador de señal controla directamente el canal. Además, cuando el canal está en el punto de frecuencia de funcionamiento óptimo, se prueba respectivamente la eficiencia de transmisión de energía de comunicación y no comunicación.

Figura 8. Aplicación del método óptimo. (a) Configuración del sistema de medición. (b) Comparación de valores experimentales y teóricos del coeficiente de modulación después de SCIM. (c) Onda portadora modulada. 

4. Discusión 

La Figura 7b muestra la comparación entre los valores experimentales y teóricos de la impedancia de entrada y el coeficiente de modulación cuando la carga del canal (RL) varía entre 0 y 500. Los valores experimentales y teóricos de la curva de impedancia de entrada concuerdan bien. El valor experimental de la última parte de la curva del coeficiente de modulación tiene una cierta desviación del valor teórico, pero el error está dentro del rango permitido. 

En opinión del autor, la razón de este fenómeno de error es la siguiente: a medida que aumenta la resistencia de carga, la impedancia de entrada del canal disminuye gradualmente y la tasa de disminución se vuelve cada vez menor. De la explicación eléctrica de la modulación de impedancia en la Sección 2, cuanto menor es la impedancia de entrada, más obvio es el error de medición del coeficiente de modulación.

 En general, este experimento ha verificado la exactitud del modelo de circuito equivalente de canal y la racionalidad de la explicación eléctrica del proceso de modulación de impedancia propuesto en este artículo. Las Figuras 8b,c muestran los resultados de la prueba después del canal SCIM. La curva de modulación medida experimentalmente es consistente con la curva teórica en su conjunto. Cuando el canal no se comunica, existe un estado de alta resistencia entre la fuente y el drenaje del MOSFET, por lo que el modulador no está conectado al sistema. La potencia de salida del canal medida experimentalmente es 51,53 W con una potencia de entrada de 91,60 W. Por lo tanto, la eficiencia de transmisión del canal es 56,25%. Aunque aumentar la capacidad de accionamiento del amplificador Sensores 2022, 22, 727 14 de 16 puede mejorar la salida de potencia del canal, considerando las características no lineales del material piezoeléctrico, las propiedades mecánicas de la capa de acoplamiento y la seguridad eléctrica del sistema. , cuanto mayor sea la potencia motriz, no es mejor. Si se utilizan métodos de modulación tradicionales (asumiendo que las probabilidades estadísticas de "0" y "1" en el flujo de bits son iguales), el valor teórico de la eficiencia de transmisión durante la comunicación es del 28,13%. cuando la puerta del MOSFET se acciona a una velocidad de 10 Kbps y el voltaje binario en el formato '01010101···' (simulación de comunicación), la potencia de entrada del canal es 82,75 W y la potencia de salida es 37,86 W 

Por lo tanto, la eficiencia de transferencia de energía del canal es del 45,75%, que es un 17,62% mayor que la eficiencia de transferencia de energía basada en el método de modulación convencional. En este momento, el coeficiente de modulación alcanzado es 0,175. Aunque los datos de prueba en este experimento tienen una cierta desviación del valor teórico, es completamente aceptable si se consideran las siguientes razones:

En primer lugar, el amplificador de potencia utilizado en este experimento es un módulo de circuito de fabricación propia y su impedancia de salida no puede garantizar una constante 50 Ω en toda la banda de frecuencia de trabajo. 

En segundo lugar, debido a las características de distribución de los parámetros de los componentes electrónicos, es difícil realizar una red de adaptación de impedancias que sea exactamente igual al diseño en la práctica. 

En tercer lugar, a partir de la introducción del sistema experimental, el modulador en este artículo es equivalente a una resistencia de 127 Ω en paralelo a través de la carga RL, que se desvía del valor de diseño de 122 Ω. La Figura 9 muestra las formas de onda de la portadora cuando el MOSFET se activa directamente con el flujo de bits generado por el microcontrolador. Se puede observar que cuando la velocidad de comunicación es de 10 Kbps, las variaciones altas y bajas de la envolvente de la portadora modulada son evidentes y claras. Por lo tanto, el canal puede comunicarse de manera confiable a esta velocidad. Esta tasa es comparable a la de otros estudios [20,24,26,35,39].

Figura 9. Envolvente de la portadora a una velocidad de modulación de impedancia de 10 Kbps. 5. Conclusiones

 Este artículo establece un modelo de circuito equivalente que puede predecir eficazmente las características de la transmisión de energía del canal y la modulación de impedancia. Basado en este modelo, se propone un método de diseño optimizado para la transmisión y comunicación simultánea de energía basada en ultrasonido. La viabilidad del método de diseño optimizado propuesto en este artículo se verifica mediante experimentos. En la prueba experimental, puede penetrar una placa de acero inoxidable 304 de 11 mm de espesor para transmisión y comunicación simultánea de energía ultrasónica. Según el método de optimización, la potencia de transmisión durante la comunicación es de 37,86 W y la eficiencia de transmisión de energía es del 45,75%, un 17,62% mayor que la del método tradicional. Este método de diseño optimizado es sencillo de implementar y puede mejorar significativamente la eficiencia de transmisión de energía del canal. Tiene amplias perspectivas de aplicación y un inmenso valor de aplicación de ingeniería no solo en el monitoreo inalámbrico del entorno metálico sino también en otros campos autoalimentados, como la comunicación submarina y la investigación de dispositivos implantados. Las investigaciones futuras se centrarán en la integración de sistemas y el diseño de alta confiabilidad. 

Contribuciones del autor: Conceptualización, Y.L. y JC; análisis formal, Y.L., G.L. e Y.Z.; investigación, LL y JZ; redacción del borrador original, Y.L.; redacción-revisión y edición, C.X. y Y.L.; administración de proyectos, C.X. y J.C.

 Todos los autores han leído y aceptado la versión publicada del manuscrito. 

Financiamiento: Esta investigación fue financiada por el Programa Nacional Clave de Investigación y Desarrollo de China (Subvención No. 2019YFB2004800), el Fondo Juvenil de la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China (Subvención No. 62001430) y la Construcción del Tema Clave del “Proyecto 1331” de Shanxi (Subvención nº 1331KSC). 

Declaración de la Junta de Revisión Institucional: No aplicable. 

Declaración de Consentimiento Informado: No aplicable. 

Declaración de disponibilidad de datos: Los datos presentados en este estudio están disponibles a través de los autores correspondientes previa solicitud razonable. 

Agradecimientos: Los autores desean agradecer el apoyo financiero del Programa Nacional Clave de Investigación y Desarrollo de China (Subvención No. 2019YFB2004800), el Fondo Juvenil de la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China (Subvención No. 62001430) y el “Proyecto 1331” de Shanxi. Construcción del sujeto (Subvención No. 1331KSC). Conflictos de intereses: Los autores declaran no tener ningún conflicto de intereses.

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